JP2609936B2 - Ｍｕｓｅ／ｎｔｓｃコンバータ - Google Patents
Ｍｕｓｅ／ｎｔｓｃコンバータInfo
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- JP2609936B2 JP2609936B2 JP2021478A JP2147890A JP2609936B2 JP 2609936 B2 JP2609936 B2 JP 2609936B2 JP 2021478 A JP2021478 A JP 2021478A JP 2147890 A JP2147890 A JP 2147890A JP 2609936 B2 JP2609936 B2 JP 2609936B2
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- signal
- muse
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はMUSE/NTSCコンバータ、特にズームモードと
ワイドモードの２変換方式を有するMUSE/NTSCコンバー
タに関する。
ワイドモードの２変換方式を有するMUSE/NTSCコンバー
タに関する。
［従来の技術］ 次世代TVとして注目されている高画質TV、いわゆるハ
イビジョンは、35mmフイルムなみの高画質を有し、映画
や医療応用などの映像メディアとして期待されている。
イビジョンは、35mmフイルムなみの高画質を有し、映画
や医療応用などの映像メディアとして期待されている。
ハイビジョンの規格は、走査線数が1125本と現行TVの
NTSC方式の525本に比べて約２倍であり、また画面の縦
横比（以下アスペクト比という）が9:16と現行TVの3:4
に比べてよりワイドになっており、人間の視覚によりマ
ッチする特性を備えている。
NTSC方式の525本に比べて約２倍であり、また画面の縦
横比（以下アスペクト比という）が9:16と現行TVの3:4
に比べてよりワイドになっており、人間の視覚によりマ
ッチする特性を備えている。
そこで、このような優れた特性を有するハイビジョン
画像を現行のTV受像機で再生したいという要望が強く、
そのためのコンバータがいくつかの研究機関から提案さ
れている。
画像を現行のTV受像機で再生したいという要望が強く、
そのためのコンバータがいくつかの研究機関から提案さ
れている。
このMUSE/NTSCコンバータにおいては、前述したよう
な両方式の走査線数及びアスペクト比の相違を解消すべ
く変換が行われるが、特にアスペクト比の変換に関して
は、以下の２方式が知られている。すなわち、 （１）9:16のハイビジョン画像の両側を削除してアスペ
クト比を3:4に変換するズームモード。
な両方式の走査線数及びアスペクト比の相違を解消すべ
く変換が行われるが、特にアスペクト比の変換に関して
は、以下の２方式が知られている。すなわち、 （１）9:16のハイビジョン画像の両側を削除してアスペ
クト比を3:4に変換するズームモード。
（２）9:16のハイビジョン画像をそのまま3:4の画面の
中に表示するように変換するワイドモード。
中に表示するように変換するワイドモード。
これら２つの変換モードはそれぞれ利点を有してお
り、コンバータにおいてはこれら２つの変換モードが適
宜切換えられるものが望ましい。
り、コンバータにおいてはこれら２つの変換モードが適
宜切換えられるものが望ましい。
第４図にこのような２つの変換モードを有する従来の
MUSE/NTSCコンバータの構成ブロック図を示す。ハイビ
ジョン画像信号は、MUSE（Multiple Sub−Nyquist−Sam
pling Encoding）と呼ばれる帯域圧縮方式にて8.1MHzま
で帯域圧縮されて送られてくるが、このMUSEアナログ信
号は、まずA/Dコンバータ１にてデジタル変換される。
そして、デジタル変換されたMUSE信号は、ワイド・ズー
ム信号処理部２にて所定の信号処理が行われ、D/Aコン
バータ２にて再びアナログ信号に変換されて出力される
構成である。
MUSE/NTSCコンバータの構成ブロック図を示す。ハイビ
ジョン画像信号は、MUSE（Multiple Sub−Nyquist−Sam
pling Encoding）と呼ばれる帯域圧縮方式にて8.1MHzま
で帯域圧縮されて送られてくるが、このMUSEアナログ信
号は、まずA/Dコンバータ１にてデジタル変換される。
そして、デジタル変換されたMUSE信号は、ワイド・ズー
ム信号処理部２にて所定の信号処理が行われ、D/Aコン
バータ２にて再びアナログ信号に変換されて出力される
構成である。
ここで、ワイド・ズーム信号処理部２の構成ブロック
図を第５図及び第６図に示す。第５図はズームモード系
の構成ブロック図であり、デジタルMUSE信号はノンリニ
アディエンファシス部４にて原信号が復元された後、時
間軸変換回路５に入力される。この時間軸変換回路５内
では、ズームモード系のために設定されたクロックレー
ト10.08MHzのクロックを発生するPLL2に基づいてバッフ
ァメモリを介してMUSE信号の9:16の映像信号から3:4の
映像信号を抜き出す。即ち、MUSE系（すなわち走査線数
1125本の1125系）のクロックレート16.2MHzからNTSC系
（すなわち走査線数525本の525系）のズームモード用の
クロックレート10.08MHzへの時間軸変換が行われる。
図を第５図及び第６図に示す。第５図はズームモード系
の構成ブロック図であり、デジタルMUSE信号はノンリニ
アディエンファシス部４にて原信号が復元された後、時
間軸変換回路５に入力される。この時間軸変換回路５内
では、ズームモード系のために設定されたクロックレー
ト10.08MHzのクロックを発生するPLL2に基づいてバッフ
ァメモリを介してMUSE信号の9:16の映像信号から3:4の
映像信号を抜き出す。即ち、MUSE系（すなわち走査線数
1125本の1125系）のクロックレート16.2MHzからNTSC系
（すなわち走査線数525本の525系）のズームモード用の
クロックレート10.08MHzへの時間軸変換が行われる。
そして、時間軸変換された映像信号はさらに垂直フィ
ルタ6,7,8に入力され、走査線数２本から１本への走査
線数変換が行われる構成である。
ルタ6,7,8に入力され、走査線数２本から１本への走査
線数変換が行われる構成である。
一方、第６図はワイドモード系の構成ブロック図であ
り、デジタルMUSE信号のノンリニアディエンファシス４
にて原信号が復元された後、垂直フィルタ9,10,11にて
走査線数３本から１本を生成する走査線数変換が行われ
る。そして、走査線数変換されたMUSE信号はワイドモー
ドのために設定されたクロックレート14.74MHzのクロッ
クを発生するPLL2に基づいて時間軸変換メモリにて時間
軸変換される。即ち、MUSE系のクロックレート16.2MHz
からNTSC系（すなわち走査線数525本の525系）のクロッ
クレート14.74MHzへの時間変換が行われる構成である。
り、デジタルMUSE信号のノンリニアディエンファシス４
にて原信号が復元された後、垂直フィルタ9,10,11にて
走査線数３本から１本を生成する走査線数変換が行われ
る。そして、走査線数変換されたMUSE信号はワイドモー
ドのために設定されたクロックレート14.74MHzのクロッ
クを発生するPLL2に基づいて時間軸変換メモリにて時間
軸変換される。即ち、MUSE系のクロックレート16.2MHz
からNTSC系（すなわち走査線数525本の525系）のクロッ
クレート14.74MHzへの時間変換が行われる構成である。
［発明が解決しようとする課題］ このように、従来のコンバータにおいては、ズーム又
はワイドモードの変換を行ってハイビジョン画像を現行
TVで受像可能とするが、前述したように、ズームモード
とワイドモードでは時間軸変換時のクロックレートがそ
れぞれ10.08MHzと14.74MHzと異なっており、従って、第
４図に示すようにそれぞれのモードに対応すべくワイド
モード用のPLL（フェイズ ロックド ループ）12とVCO
（ボルテージ コントロールド オシレータ）13、及び
ズームモード用のPLL14とVCO15の２系統が必須となり、
コストの増加や調整困難等の問題が生じていた。
はワイドモードの変換を行ってハイビジョン画像を現行
TVで受像可能とするが、前述したように、ズームモード
とワイドモードでは時間軸変換時のクロックレートがそ
れぞれ10.08MHzと14.74MHzと異なっており、従って、第
４図に示すようにそれぞれのモードに対応すべくワイド
モード用のPLL（フェイズ ロックド ループ）12とVCO
（ボルテージ コントロールド オシレータ）13、及び
ズームモード用のPLL14とVCO15の２系統が必須となり、
コストの増加や調整困難等の問題が生じていた。
本発明は上記従来のコンバータが有する課題に鑑みな
されたものであり、その目的は単一のPLLでズーム及び
ワイド両変換モードに対応し得るMUSE/NTSCコンバータ
を提供することにある。
されたものであり、その目的は単一のPLLでズーム及び
ワイド両変換モードに対応し得るMUSE/NTSCコンバータ
を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明のMUSE/NTSCコン
バータは、所定のサンプリング周波数ｆに設定された高
画質化TV用MUSE信号について、このMUSE信号に位相同期
した互いに異なる周波数f1,f2のクロック信号に基づい
て異なった方式の時間軸変換を行い、NTSC方式のTV受像
機で受信可能な信号に変化するMUSE/NTSCコンバータに
おいて、MUSE信号から得られる周波数ｆのクロック信号
を分周する第１の分周器と、この第１の分周器の出力
と、所定の帰還信号の位相比較を行い位相誤差信号を出
力する位相比較器と、この位相比較器からの位相誤差信
号に基づいて発振し、周波数f1とf2の公倍数の周波数の
出力信号を出力する発振回路と、この発振回路からの出
力信号を分周して、周波数f1のクロック信号を出力する
第２の分周器と、前記発振回路からの出力信号を分周し
て、周波数f2のクロック信号を出力する分周回路と、こ
の第２分周器の出力である周波数f1のクロック信号を前
記第１の分周器の分周比とは異なる所定の分周比で分周
して、前記帰還信号を出力する第３分周器と、を含み、
前記第１の分周器と第３の分周器の分周比を所定の値に
設定することによって、前記発振回路の出力信号の周波
数が周波数f1とf2の公倍数の周波数の時に前記位相比較
器に入力される２つの信号の周波数を同一とすると共
に、この発振回路の出力信号を異なる分周比で分周する
ことによって、周波数f1およびf2のクロック信号を得る
ことを特徴とする。
バータは、所定のサンプリング周波数ｆに設定された高
画質化TV用MUSE信号について、このMUSE信号に位相同期
した互いに異なる周波数f1,f2のクロック信号に基づい
て異なった方式の時間軸変換を行い、NTSC方式のTV受像
機で受信可能な信号に変化するMUSE/NTSCコンバータに
おいて、MUSE信号から得られる周波数ｆのクロック信号
を分周する第１の分周器と、この第１の分周器の出力
と、所定の帰還信号の位相比較を行い位相誤差信号を出
力する位相比較器と、この位相比較器からの位相誤差信
号に基づいて発振し、周波数f1とf2の公倍数の周波数の
出力信号を出力する発振回路と、この発振回路からの出
力信号を分周して、周波数f1のクロック信号を出力する
第２の分周器と、前記発振回路からの出力信号を分周し
て、周波数f2のクロック信号を出力する分周回路と、こ
の第２分周器の出力である周波数f1のクロック信号を前
記第１の分周器の分周比とは異なる所定の分周比で分周
して、前記帰還信号を出力する第３分周器と、を含み、
前記第１の分周器と第３の分周器の分周比を所定の値に
設定することによって、前記発振回路の出力信号の周波
数が周波数f1とf2の公倍数の周波数の時に前記位相比較
器に入力される２つの信号の周波数を同一とすると共
に、この発振回路の出力信号を異なる分周比で分周する
ことによって、周波数f1およびf2のクロック信号を得る
ことを特徴とする。
［作用］ 本発明のMUSE/NTSCコンバータはこのような構成を有
しており、周波数ｆ（例えば、16.2MHz）のクロック信
号に基づいて、発振回路により、２つの周波数f1,f2の
公倍数の周波数に信号を得る。そこで、この発振回路の
出力信号を分周することによって、周波数f1,f2のクロ
ック信号を得ることができる。
しており、周波数ｆ（例えば、16.2MHz）のクロック信
号に基づいて、発振回路により、２つの周波数f1,f2の
公倍数の周波数に信号を得る。そこで、この発振回路の
出力信号を分周することによって、周波数f1,f2のクロ
ック信号を得ることができる。
そして、周波数ｆの信号と、周波数f1の信号をそれぞ
れ所定の分周比で分周することによって、同一周波数の
信号を得、これを位相比較器に入力し、この位相比較器
の出力によって、発振回路を駆動することによって、発
振回路の周波数を常に周波数f1,f2の公倍数の周波数に
維持できる。
れ所定の分周比で分周することによって、同一周波数の
信号を得、これを位相比較器に入力し、この位相比較器
の出力によって、発振回路を駆動することによって、発
振回路の周波数を常に周波数f1,f2の公倍数の周波数に
維持できる。
例えば、ワイドモード用の周波数f1とズームモード用
の周波数f2を、10.08MHzと、15.12MHzに設定すれば、両
者の比は、2:3であり、その最小公倍数は、30.24にな
る。
の周波数f2を、10.08MHzと、15.12MHzに設定すれば、両
者の比は、2:3であり、その最小公倍数は、30.24にな
る。
一方、第１の分周器の分周比を1/15、第３の分周器の
分周比を1/14に設定することで、発振回路の発振周波数
を30.24MHzの時に、位相比較器に入力される２つの信号
の周波数が同一になり、発振回路の発振周波数を30.24M
Hzに維持することができる。
分周比を1/14に設定することで、発振回路の発振周波数
を30.24MHzの時に、位相比較器に入力される２つの信号
の周波数が同一になり、発振回路の発振周波数を30.24M
Hzに維持することができる。
従って、分周比固定の分周器および分周回路と、発振
周波数固定の発振回路によって、周波数f1,f2のクロッ
ク信号を得ることができる。
周波数固定の発振回路によって、周波数f1,f2のクロッ
ク信号を得ることができる。
［実施例］ 以下、図面を用いながら本発明に係るMUSE/NTSCコン
バータの好適な実施例を説明する。
バータの好適な実施例を説明する。
第１図は本実施例の構成ブロック図である。8.1MHzに
帯域圧縮されたアナログMUSE信号はA/Dコンバータにて
デジタル変換される。このA/D変換は16.2MHzの周波数
で、８ビットのデジタルデータを出力することによって
行われる。そして、デジタル値に変換されたMUSE信号は
ワイド・ズーム信号処理部16に入力され、従来と同様に
時間軸及び走査線数の変換が行われる。
帯域圧縮されたアナログMUSE信号はA/Dコンバータにて
デジタル変換される。このA/D変換は16.2MHzの周波数
で、８ビットのデジタルデータを出力することによって
行われる。そして、デジタル値に変換されたMUSE信号は
ワイド・ズーム信号処理部16に入力され、従来と同様に
時間軸及び走査線数の変換が行われる。
時間軸変換を行うためのMUSE系及びTNSC系のクロック
信号は、デジタルMUSE信号の水平同期信号HDを検出する
同期検出回路17及びMUSE用VCO18から形成されるが、本
実施例において特徴的なことは、この時間軸変換を行う
際に用いられるNTSC系のクロックレートをズームモード
10.08MHz、ワイドモード15.12MHzと互いの比率が簡単な
整数比となるように設定し、これにより１系統のPLL回
路19及びVCO20にてMUSE系のクロックレートからこれら
のNTSC系のクロックレートを作成可能にしたことにあ
る。
信号は、デジタルMUSE信号の水平同期信号HDを検出する
同期検出回路17及びMUSE用VCO18から形成されるが、本
実施例において特徴的なことは、この時間軸変換を行う
際に用いられるNTSC系のクロックレートをズームモード
10.08MHz、ワイドモード15.12MHzと互いの比率が簡単な
整数比となるように設定し、これにより１系統のPLL回
路19及びVCO20にてMUSE系のクロックレートからこれら
のNTSC系のクロックレートを作成可能にしたことにあ
る。
以下、第２図を用いて本実施例の構成をより詳細に説
明する。MUSE用VCO18からの周波数32.47MHzのクロック
信号は、PLL回路19に入力し、まず1/2分周器21にて1/2
に分周され、MUSE系のクロックレート16.2MHzが発生す
る。そして、この16.2MHzのクロック信号は1/15分周器2
2にて分周される。
明する。MUSE用VCO18からの周波数32.47MHzのクロック
信号は、PLL回路19に入力し、まず1/2分周器21にて1/2
に分周され、MUSE系のクロックレート16.2MHzが発生す
る。そして、この16.2MHzのクロック信号は1/15分周器2
2にて分周される。
PLL回路19は位相比較器23、1/2分周器25及び1/14分周
器26を有しており、MUSE系のクロック信号16.2MHzに位
相同期したワイドモード用のNTSC系15.12MHzのクロック
信号を出力する。すなわち、1/15の分周された16.2MHz
のクロック信号は位相比較器23に入力し、位相が異なる
時には所定の誤差信号をVCO20に出力する。VCO20はこの
誤差信号に基づいて所定の周波数のクロック信号を出力
し、1/2分周器25、1/14分周器26を経て再び位相比較器2
3に入力する。位相比較器23に入力される周波数が同一
となるまで上記動作が繰り返されるため、結局VCO24か
らは30.24MHzのクロック信号が出力され、1/2分周器25
からはMUSE系のクロック信号16.2MHzに位相同期した15.
12MHzのクロック信号が出力されることとなる。
器26を有しており、MUSE系のクロック信号16.2MHzに位
相同期したワイドモード用のNTSC系15.12MHzのクロック
信号を出力する。すなわち、1/15の分周された16.2MHz
のクロック信号は位相比較器23に入力し、位相が異なる
時には所定の誤差信号をVCO20に出力する。VCO20はこの
誤差信号に基づいて所定の周波数のクロック信号を出力
し、1/2分周器25、1/14分周器26を経て再び位相比較器2
3に入力する。位相比較器23に入力される周波数が同一
となるまで上記動作が繰り返されるため、結局VCO24か
らは30.24MHzのクロック信号が出力され、1/2分周器25
からはMUSE系のクロック信号16.2MHzに位相同期した15.
12MHzのクロック信号が出力されることとなる。
このように、PLL回路19にてMUSE系クロックレート16.
2MHz及びワイドモード用クロックレート15.12MHzが出力
されるが、VCO20からの30.24MHzのクロック信号はさら
に分周回路27に入力され、ズームモード用のクロックレ
ート10.08MHzが発生する。
2MHz及びワイドモード用クロックレート15.12MHzが出力
されるが、VCO20からの30.24MHzのクロック信号はさら
に分周回路27に入力され、ズームモード用のクロックレ
ート10.08MHzが発生する。
この分周回路27は第２図に示すようにＤ形フリップフ
ロップ28,29,30、NORゲート31、ORゲート32及びインバ
ータ33から構成されており、入力される30.24MHzのクロ
ック信号はＤ形フリップフロップ28,29,30のクロック端
子CKに入力する。この時の信号波形を第３図（ａ）、
（ｂ）に示す。第３図（ａ）、（ｂ）はそれぞれＤ形フ
リップフロップ28,29,30に入力する波形であり、Ｄ形フ
リップフロップ30に入力される波形はインバータ33にて
反転されている。
ロップ28,29,30、NORゲート31、ORゲート32及びインバ
ータ33から構成されており、入力される30.24MHzのクロ
ック信号はＤ形フリップフロップ28,29,30のクロック端
子CKに入力する。この時の信号波形を第３図（ａ）、
（ｂ）に示す。第３図（ａ）、（ｂ）はそれぞれＤ形フ
リップフロップ28,29,30に入力する波形であり、Ｄ形フ
リップフロップ30に入力される波形はインバータ33にて
反転されている。
さて、周知のごとくＤ形フリップフロップはＤ入力に
論理値０又は１を与えておいて、しかもクロックを入力
して初めて出力Ｑが変換されるものである。従って、Ｄ
形フリップフロップ28に30.24MHzのクロック信号が入力
すると、そのＱ出力は第３図（ｃ）に示すように、30.2
4MHzのクロック信号の０から１へ立ち上がる時に立ち上
がり、30.24MHzの次の立ち上がりで１から０へ変化す
る。そして、このＤ形フリップフロップ28のＱ出力はＤ
形フリップフロップ29のＤ端子に入力されており、従っ
てＤ形フリップフロップ29からのＱ出力は第３図（ｄ）
に示すように、第３図（ｃ）のＤ形フリップフロップ28
のＱ出力が１から０に変化した時に０から１に立ち上が
り、30.24MHzのクロック信号が０から１に立ち上がった
時に１から０に変化する。
論理値０又は１を与えておいて、しかもクロックを入力
して初めて出力Ｑが変換されるものである。従って、Ｄ
形フリップフロップ28に30.24MHzのクロック信号が入力
すると、そのＱ出力は第３図（ｃ）に示すように、30.2
4MHzのクロック信号の０から１へ立ち上がる時に立ち上
がり、30.24MHzの次の立ち上がりで１から０へ変化す
る。そして、このＤ形フリップフロップ28のＱ出力はＤ
形フリップフロップ29のＤ端子に入力されており、従っ
てＤ形フリップフロップ29からのＱ出力は第３図（ｄ）
に示すように、第３図（ｃ）のＤ形フリップフロップ28
のＱ出力が１から０に変化した時に０から１に立ち上が
り、30.24MHzのクロック信号が０から１に立ち上がった
時に１から０に変化する。
一方、Ｄ形フリップフロップ28のＱ出力とＤ形フリッ
プフロップ29はもとにNORゲート31に入力され、両Ｑ出
力がともに０である時のみ０から１に変化するから、そ
の出力波形は第３図（ｅ）のようにデューティ比33％の
波形となる。そして、このNORゲート31の出力はＤ形フ
リップフロップ30のＤ端子に入力され、そのクロック端
子CLKには前述したように第３図（ｂ）のクロック信号
が入力されるから、そのＱ出力は第３図（ｆ）に示すよ
うにNORゲート31からの出力を１クロック分遅延された
デューティ比33％の波形となる。
プフロップ29はもとにNORゲート31に入力され、両Ｑ出
力がともに０である時のみ０から１に変化するから、そ
の出力波形は第３図（ｅ）のようにデューティ比33％の
波形となる。そして、このNORゲート31の出力はＤ形フ
リップフロップ30のＤ端子に入力され、そのクロック端
子CLKには前述したように第３図（ｂ）のクロック信号
が入力されるから、そのＱ出力は第３図（ｆ）に示すよ
うにNORゲート31からの出力を１クロック分遅延された
デューティ比33％の波形となる。
そして、このＤ形フリップフロップ30からのＱ出力
（第３図（ｆ））及びNORゲート31からの出力（第３図
（ｅ））はともにORゲート32に入力される。前述したよ
うに、Ｄ形フリップフロップ30からのＱ出力は１クロッ
ク分遅延されており、従ってORゲート32からの出力は第
３図（ｇ）に示すように30.24MHzのクロック信号を３分
周したデューティ比50％の10.08MHzのクロック信号が出
力されることとなる。
（第３図（ｆ））及びNORゲート31からの出力（第３図
（ｅ））はともにORゲート32に入力される。前述したよ
うに、Ｄ形フリップフロップ30からのＱ出力は１クロッ
ク分遅延されており、従ってORゲート32からの出力は第
３図（ｇ）に示すように30.24MHzのクロック信号を３分
周したデューティ比50％の10.08MHzのクロック信号が出
力されることとなる。
このように、本実施例においては、１個のPLL回路19
及び分周回路27を用いてMUSE系の16.2MHzクロック信号
と位相同期したワイドモード用の15.12MHzクロック信号
とズームモード用の10.08MHzクロック信号を容易に発生
させることができ、コストを抑えることができるととも
に装置の信頼性を向上させることができる。
及び分周回路27を用いてMUSE系の16.2MHzクロック信号
と位相同期したワイドモード用の15.12MHzクロック信号
とズームモード用の10.08MHzクロック信号を容易に発生
させることができ、コストを抑えることができるととも
に装置の信頼性を向上させることができる。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明のMUSE/NTSCコンバータ
によれば、単一のPLL回路にてワイドモード用及びズー
ムモード用のクロック信号を発生させることが可能とな
り、コスト低下や信頼性向上等の優れた効果を得ること
ができる。
によれば、単一のPLL回路にてワイドモード用及びズー
ムモード用のクロック信号を発生させることが可能とな
り、コスト低下や信頼性向上等の優れた効果を得ること
ができる。
第１図は本発明に係るMUSE/NTSCコンバータの一実施例
の構成ブロック図、 第２図は同実施例におけるPLL回路及び分周回路の構成
ブロック図、 第３図は同実施例における分周回路のタイミングチャー
ト図、 第４図乃至第６図は従来のMUSE/NTSCコンバータの構成
ブロック図である。 １……A/Dコンバータ 16……ワイド・ズーム信号処理部 17……同期検出回路 18……MUSE用VCO 19……PLL回路 20……VCO 27……分周回路 28,29,30……Ｄ形フリップフロップ
の構成ブロック図、 第２図は同実施例におけるPLL回路及び分周回路の構成
ブロック図、 第３図は同実施例における分周回路のタイミングチャー
ト図、 第４図乃至第６図は従来のMUSE/NTSCコンバータの構成
ブロック図である。 １……A/Dコンバータ 16……ワイド・ズーム信号処理部 17……同期検出回路 18……MUSE用VCO 19……PLL回路 20……VCO 27……分周回路 28,29,30……Ｄ形フリップフロップ
Claims (1)
- 【請求項１】所定のサンプリング周波数ｆに設定された
高画質化TV用MUSE信号について、このMUSE信号に位相同
期した互いに異なる周波数f1,f2のクロック信号に基づ
いて異なった方式の時間軸変換を行い、NTSC方式のTV受
像機で受信可能な信号に変化するMUSE/NTSCコンバータ
において、 MUSE信号から得られる周波数ｆのクロック信号を分周す
る第１の分周器と、 この第１の分周器の出力と、所定の帰還信号の位相比較
を行い位相誤差信号を出力する位相比較器と、 この位相比較器からの位相誤差信号に基づいて発振し、
周波数f1とf2の公倍数の周波数の出力信号を出力する発
振回路と、 この発振回路からの出力信号を分周して、周波数f1のク
ロック信号を出力する第２の分周器と、 前記発振回路からの出力信号を分周して、周波数f2のク
ロック信号を出力する分周回路と、 この第２分周器の出力である周波数f1のクロック信号を
前記第１の分周器の分周比とは異なる所定の分周比で分
周して、前記帰還信号を出力する第３分周器と、 を含み、 前記第１の分周器と第３の分周器の分周比を所定の値に
設定することによって、前記発振回路の出力信号の周波
数が周波数f1とf2の公倍数の周波数の時に前記位相比較
器に入力される２つの信号の周波数を同一とすると共
に、この発振回路の出力信号を異なる分周比で分周する
ことによって、周波数f1およびf2のクロック信号を得る
ことを特徴とするMUSE/NTSCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021478A JP2609936B2 (ja) | 1990-01-30 | 1990-01-30 | Ｍｕｓｅ／ｎｔｓｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021478A JP2609936B2 (ja) | 1990-01-30 | 1990-01-30 | Ｍｕｓｅ／ｎｔｓｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03226085A JPH03226085A (ja) | 1991-10-07 |
| JP2609936B2 true JP2609936B2 (ja) | 1997-05-14 |
Family
ID=12056085
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2021478A Expired - Lifetime JP2609936B2 (ja) | 1990-01-30 | 1990-01-30 | Ｍｕｓｅ／ｎｔｓｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2609936B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02145882U (ja) * | 1989-05-13 | 1990-12-11 |
-
1990
- 1990-01-30 JP JP2021478A patent/JP2609936B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03226085A (ja) | 1991-10-07 |
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