JPH0544206B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、ｎビツトのシグナルワードをｍ
（＞ｎ）ビツトのコードワードに変換するブロツ
クコーデイングの方法に関する。

従来から、ビデオデータ、オーデイオデータな
どのデジタル信号を磁気テープに例えばNRZI方
式で記録する場合、このデータをそのままでな
く、他の符号に変換して記録することが行なわれ
ている。このような変換のひとつとして、2ⁿ個の
ｎビツトのシグナルワードの夫々を2^m個存在する
ｍビツトのコードワードのうちのDSV（デジタル
和）が０、又はこれに近いものと対応づけるブロ
ツクコーデイングが知られている。DSVは、ｍ
ビツトのうちに含まれる“０”の個数に−１を乗
じ、“１”の個数に＋１を乗じ、両者の和をとつ
た値である。このブロツクコーデイングは、変換
後のコードに含まれる直流成分が減少し、したが
つて再生時の波形干渉が少なくなり、振幅弁別で
“０”と“１”とを再生するときのエラーを減少
させることができ、またセルフクロツク方式の場
合にクロツク再生を正しく行なうために効果的で
ある。

ここで変換後のコードが第６図のａの様に
“０”と“１”の個数が異なると、その直流成分
はｂに示すようになる。このｂの波形において
“１”に対応して“＋１”を、“０”に対応して
“−１”を与えると、直流分の変動はｃに示すよ
うになる。すなわち“１”の１つに対してＴだけ
上昇し、“−１”の１つに対してＴだけ下降する
と考えると、ａにおいて10個のコードのうち
“１”は３個、“０”は７個あるので、 （３ד＋１”）＋（７ד−１”）＝−４ だけ、すなわちここでは−4Tの直流分の変動が
ある。

なお、電磁変換系、例えばVTRでは、記録時
にはロータリートランスを介して信号がヘツドに
供給されるために、トランスでは直流分が伝達さ
れず、直流分の記録が行えない。また、再生時に
は例えば直流が記録されているとテープ上には同
一方向の磁界が記録されていることになり、磁気
ヘツドは磁界の変化がないと電流が流れず、電圧
が発生しないために、再生信号は元々“０”か
“１”か判別ができなくなつてしまい、直流分の
再生は行えないものである。

すなわちこのような電磁変換系では直流分を通
さない。このため信号の直流分が大きくなると、
信号が正しく記録再生ができなくなり、実際上は
エラーレートの増加の原因になる。従つてこの
“０”と“１”の個数の差ができるだけ少なくな
るように符号化することが必要になる（特開昭56
−90407号公報参照）。

ブロツクコーデイングとして、（ｎ＝８）（ｍ＝
10）の８−10変換が既に知られている。この８−
10変換では、2¹⁰個存在する10ビツトの組合せの
うちで（DSV＝０）となる252個と、（DSV＝１、
又はDSV＝−１）となる４個との計256個のコー
ドワードが８ビツトのシグナルワードの256個の
夫々と対応づけられる。

かかる８−10変換は、シグナルワードの１ビツ
トセルの長さをＴとすると、コードワードの１ビ
ツトセルが（４／５Ｔ）となる。

ここで８−10変換では８ビツトのデータを10ビ
ツトで表すのであるから、同一区間の中に、シグ
ナルワードは８ビツト、コードワードは10ビツト
存在する。従つて１ビツトセルすなわち１つのビ
ツトから他のビツトに移る間隔はコードワードの
方が短くなり、その率はシグナルワードの８／10、 すなわち４／５となる。シグナルワードのビツトセ ルの長さをＴとすれば、コードワードのビツトセ
ルの長さは４／５Ｔとなる。

このため最小記録波長が短かくなり、記録密度
が低下する問題点があり、また、再生側における
判定窓幅が（４／５Ｔ）と狭くなる問題点もある。

ここで判定窓というのは、再生された信号が
“０”か“１”かを判定できる区間という意味で
ある。すなわち再生された波形が第７図のＡのよ
うであると、再生クロツクが“０”または“１”
と正しく判定する確率が少なくなる危険性がある
ということである。これは再生クロツクと再生コ
ードブロツクは時間軸変動があつて、極めて細か
く動いているからである。従つて同図のＢのよう
に判定窓幅はできるだけ広くとつておいた方がエ
ラーレートが少なく望ましいのである。

従つて判定窓幅はこの場合４／５Ｔとなる。これ と共に、８−10変換ではコードワードの最小反転
間隔T_nioが４／５Ｔであり、最大反転間隔T_naxが8T である。ここで最大反転間隔T_naxが8Tというの
は、１ワードの区切りでは必ず反転が生ずるよう
にするのが通常であり、従つて８ビツトのシグナ
ルワードではＴ×８＝8TがT_naxとなる。このた
め両者の比（T_nax／T_nio）が10となる。このように （T_nax／T_nio）が大きいこと、すなわちT_nioが小さいか またはT_naxが大きいことは、前述の波形干渉及
びセルフクロツクに関して好ましいことでない。

ここでT_nioが小さいときの波形干渉について考
察すると、NRZI方式については２進値“１”を
表すビツトは磁化の反転によつて与えられ、これ
を読み出すときにはパルス状（第８図）の電圧波
形が得られる。これを正負２パルスの場合につい
て示したのが第９図である。

すなわち同図のａのような〔．．001100..〕が
書きこまれたときの“１”の連続した箇所では、
読出時に２個の互いに逆極性のパルス（破線イ，
ロ）が生ずると、Ｔが小さいと互いに干渉して実
線ハで示す波形となる。すなわちもとの波形に比
べて波高値が低下し、ピークの位置の間隔ＳはＴ
より大きくなる。

さらにT_nioが小さく、かつ“１”が例えば３個
続いたような場合は、第１０図に示すように再生
波形の基線が中間値より浮き上がつてしまう。ま
たさらに“１”が４個続く場合には、第１１図に
示すように基線の偏移があらわれる。

従つてセルフクロツクにて“０”と“１”の判
別を誤る確率が高くなる。これによつてT_nioが小
さいと波形干渉の影響が大きく、セルフクロツク
に関して好ましくない（木澤誠著「デジタル磁気
記録」昭和54年10月25日(株)昭晃堂発行116〜120
頁・(2)波形干渉による読出波形の変化・参照）。

また、T_nax／T_nioが大きいときの問題点としては、 T_nax／T_nioが大きいとセルフクロツクに関して好まし くない。

その理由は、セルフクロツクは再生信号から
PLLを使つて発生させるので、位相情報が望ま
しくは１クロツク毎にあればよい。しかしコード
ワードによつては１クロツク（ビツト）毎にな
く、例えば８クロツク（ビツト）期間ないことも
ある。これではセルフクロツクを発生させる
PLL回路において位相比較が８クロツク（ビツ
ト）毎にしかできないので、その間PLLのVCO
は自由発振となつて徐々に位相が変化する。従つ
てセルフクロツクと再生コードワードの位相がず
れて信号の再生に誤りが多発するようになる。

以上の理由でT_nax／T_nioは小さいほうがよい。

この発明の目的は、かかる従来の８−10変換方
法の有する問題点が解決されたブロツクコーデイ
ングの方法を提案することにある。

以下、この発明を（ｎ＝４）（ｍ＝８）のブロ
ツクコーデイングの方法（４−８変換）に適用し
た一実施例について第１図及び第２図を参照して
説明する。なお波形干渉による振幅の低下は、
NRZやNRZI等の記録方法に関係なく発生するも
のであつて、本願の方式が特にNRZIだけに適用
されるものではない。従つて以下の説明では
NRZIを例に出して説明するが、NRZ等にも適用
可能であることは勿論である。

まず、256通り存在するコードワードのうちで
各８ビツトのコードワードの両端のビツト
（MSB及びLSB）を除いた残りの全てのビツトが
“０”又は“１”が少なくとも２ビツト連続して
いるものを選び出し、更にグループ分けして第１
図に示す。各グループの特性は、記号GP（α，
β，γ）でもつて表わされている。この記号の意
味は、次のようなものである。

α：“１”又は“０”の多い方の個数を表わす。

β：コードワードの最初が“１”又は“０”か
を表わす。

γ：DSVを表わす。

また、コードワードの各々に対応する記号CC
（ｄ，ｅ，ｆ）の意味は、次のようなものである。

ｄ：左端の連続しているビツト数を表わす。

ｅ：中間の連続しているビツト数の一番長いも
のを表わす。

ｆ：右端の連続しているビツト数を表わす。

次に、８ビツトの中だけで、（DSV＝０、即ち
γ＝０）に関しては、ひとつのシグナルワードに
対してその一方は“０”から、その他方は“１”
から始まり、相補的関係にある２つのコードワー
ドを対応させる。第１図において、GP（４，０，
０）及びGP（４，１，０）のNo.１〜No.９の９個の
コードワードの対が該当する。

次に、この（α＝４）以外の（α＝５，α＝
６）のグループに属するものは、８ビツトの中だ
けで、（DSV＝０）とできない。この種のコード
ワードに関しては、ひとつのシグナルワードに対
して、その２つは“０”から、他の２つは“１”
から始まる４つのコードワードを対応させる。こ
の場合、GP（５，０，２）、GP（５，１，−２）、
GP（５，０，−２）、GP（５，１，２）の各グルー
プから、重復することなく、１個づつ選び出す。
この場合、４つのコードワードの組は、（β＝０，
γ＝２）のコードワードと、（β＝０，γ＝−２）
のコードワードと、（β＝１，γ＝２）のコード
ワードと、（β＝１，γ＝−２）のコードワード
とを含むものとされ、この４ワードの組がひとつ
のシグナルワードに対応させられる。このように
して作られる４ワードの組は６個となる。

同様にして（α＝６）のグループから形成され
る４ワードの組は、２個となり、図示せずも、
（α＝７）のグループから形成される４ワードの
組は、１個となる。したがつて（ｍ＝８）の場合
のコードワードの組は、全てで18個となる。

この18個のコードワードの組のうちで、最大反
転間隔が長くならないように、16個の組を選択す
ることで、第２図に示すようなコード変換のマツ
プが得られる。第２図におけるシグナルワードNo.
は、４ビツトのシグナルコードの〔0000〕〜
〔1111〕の各々と対応している。すなわち例えば
シグナルワード“９”に対しては、第１図のNo.10
の組とNo.16の組を選択すると、No.10はCCが（３
＊５）であり、No.16はCCが（５＊３）であるの
で、この組み合わせを使うとGP（５＊＊）のグル
ープでは、最大反転間隔が５＋５＝10となる。

〔例〕 11100000000 00111←０が10
個続く ↑ No.10 No.16 これに対して本願の例のようにNo.10の組とNo.17
の組を選択すると、最大でも６となる。

〔例〕 0001111110001111←１が６個続く ↑ ↑ No.10 No.17 そして、“０”で終るコードワードの次は、マ
ツプに従つて“０”から始まるコードワードに
遷移させ、その逆に“１”で終るコードワードの
次は、マツプに従つて“１”から始まるコード
ワードに遷移させる。

すなわち例えば第２図において、マツプ１のNo.
２（00011110）の次にマツプ２のどれか例えばNo.
３（11000011）と選ぶと、ワードは 0001111011000011 となつて８ビツト目に１個の“０”ができる。こ
れはビツト間隔が短くなり、波形干渉の原因にな
る。

この方法によつて、シグナルコードNo.の０〜８
と対応する９ワードについては、必らず（DSV
＝０）とできる。また、シグナルコードNo.の９〜
15と対応する７ワードに関しては、上述の遷移規
則に加えて、“０”から始まる２つのコードワー
ド又は“１”から始まる２つのコードワードのう
ちで、それまでのDSVの累計を０に近づける一
方のコードワードを選択する。この場合、それま
でのDSVの累計が０であるときには、マツプ
又はマツプの夫々において、２通りのコードワ
ードの何れを選択しても良く、実際は、何れか一
方のコードワードを選択するように定めれば良
い。

例えば、シグナルワードNo.が（０，２，５，
９，11）と変化する計５ワード、20ビツトのデー
タに対してこの発明を適用すれば、変換後の５ワ
ード、40ビツトは、下記のものとなる。

〔00001111〓11000011〓11000110〓00011111〓
10000011〕（但し〓は各ワードを見やすくするた
めに挿入したマークで、実際の符号系列には存在
しない）この40ビツトでは、（DSV＝０）とな
る。

この例から明かなように、この発明に依れば、
コードワードの連続する変換後のデータストリー
ムにおいて、“０”又は“１”が必らず２ビツト
以上連続し、然もDSVを０又は略々０とするこ
とができる。したがつて、判定窓幅は1/2になる
が、従来の８−10変換と異なり最小記録波長が短
かくなることを防止でき、記録密度が劣化せず、
また、この発明では、第２図における記号CCの
ｄ，ｆの値から分かるように、最小反転間隔が２
ビツトとなり、最大反転間隔が９ビツトとなり、
両者の比を4.5と従来の８−10変換よりも小さく
することができる。なお本願は従来用いられてい
た８−10変換に変わるもので、例えば４−８変換
や５−９変換、６−10変換、６−11変換等、第５
図に示された変換が可能なようにする変換方法に
関するものであつて、従来の４−８変換との差を
論じたものではない。すなわち本願の変換はｍ＝
８以上で、2n≧ｍの関係にあるｎ−ｍ変換が可
能とするものである。

従つて本願の変換方法によれば、最大反転間隔
T_naxと最小反転間隔T_nioの比T_nax／T_nioが小さくな り、上述したように波形干渉及びセルフクロツク
に関してより優れている。

更に、対になるコードワードは後述するように
相補的でなくてもよいが、上述実施例のように相
補的な２ワードとした場合には、デジタル記録再
生装置におけるヘツドの極性の反転などの原因に
よつて再生データの極性が反転しても、元の正し
いシグナルワードをデコードすることができる利
点がある。

この発明が適用された４−８変換を行なうため
の符号器の一例の構成を第３図に示す。第３図に
おいて、(1)は入力データDinが供給されるラツチ
である。入力データDinは、４ビツトパラレルの
シグナルワード（A₀A₁A₂A₃）が第４図Ａに示す
クロツクCKCの８周期（8t）を周期として順次
配列されたもので、それをSiとして表わす。この
入力データDinは、第４図Ｂに示すような8tの周
期のラツチパルスCKAの立上りでもつてラツチ
１に取り込まれ、従つてラツチ１の出力D₁は、
第４図Ｃに示すものとなる。このラツチ１の出力
D₁がROM２に供給される。ROM２は、第２図
に示すような変換マツプに従つて８ビツトのコー
ドワードを出力するものである。このROM２に
対してROM８からの制御信号A₄，A₅も供給され
る。制御信号A₄は、変換後のコードワードをみ
たとき、そのコードワードの持つデジタル和を＋
にするか、−にするかを決定するものである。制
御信号A₅は、前のコードワードのLSBによつて
“１”から始まるコードワード又は“０”から始
まるコードワードの何れを選択すべきかの指定を
行なうものである。

ROM２から出力される８ビツトパラレルのコ
ードワードMPSiは、ラツチパルスCKAによつて
ラツチ３に取り込まれる。このラツチ３の出力
D₂は、第４図Ｄに示すものとなる。この出力D₂
は、シフトレジスタ４及びROM５に供給され
る。シフトレジスタ４には、クロツクCKCと第
４図Ｅに示すロードパルスとが供給され、
ロードパルスが“０”でクロツクCKCが立
上つた時に、シフトレジスタ４にラツチ３の出力
D₂がロードされる。この時に、シフトレジスタ
４の出力端子には、コードワードのMSBが現れ
ており、以後クロツクCKCによつて直列データ
として出力される。第４図Ｆは、出力データ
Doutを示し、a₁〜a₈がコードワードMPS₁であ
り、b₁〜b₈がコードワードMPS₂であり、a₁，b₁
が夫々のMSBである。また、ROM５は、ラツチ
３の出力D₂として現れるコードワードMPSiのデ
ジタル和を演算し、（＋８〜−８）までのデジタ
ル和を表わす４ビツトの出力を発生し、加算回路
６に与える。この加算回路６の出力は、ラツチ７
及びROM８に供給される。ラツチ７は、ラツチ
パルスCKAで動作し、その４ビツトの出力を加
算回路６に供給するしたがつて、加算回路６は、
それまでのデジタル和と最新のコードワードのデ
ジタル和とを加えあわせる。この加算の結果が
ROM８に供給され、ROM８は、デジタル和が
＋のコードワード又は−のコードワードの何れを
選択すべきかを指定する制御信号A₄を発生する。
また、ラツチ３の出力D₂のLSBがROM８に供給
され、次に出力するコードワードとして、“０”
から始まるもの又は“１”から始まるものの何れ
を選択すべきかを指定する制御信号A₅を発生す
る。

以上のようにして、第２図に示すマツプに従つ
てブロツクコーデイングされた出力データDout
が得られる。

上述の説明は、（ｎ＝４）（ｍ＝８）の４−８変
換であつたが、この発明は、これ以外の数のｎ，
ｍに対しても適用することができる。然も、（ｍ
＝2n）の関係が成立しない場合即ちｍが奇数で
あつても良い。この発明によるブロツクコーデイ
ングの方法を（ｍ＝４）〜（ｍ＝16）の夫々に対
して適用したときに可能なコードワードの組の総
数を第５図に示す。第５図において、αは、８ビ
ツトのコードワード中で、“１”又は“０”（例え
ば“１”）の個数を示している。

前述の（ｍ＝８）の場合であれば、（α＝４）
のコードワードの対が９個あり、（α＝５）のコ
ードワードの組が６個あり、（α＝６）のコード
ワードの組が２個あり、（α＝７）のコードワー
ドの組が１個あり、計18組が可能となる。（ｎ＝
４）で16個のシグナルワードに対して18個のコー
ドワードの組が存在するので、４−８変換ができ
るのである。

次に、ｍが奇数の場合として例えば（ｍ＝９）
の場合について説明する。この場合、１個のコー
ドワードだけで（DSV＝０）となるものは、存
在しないので、ひとつのシグナルワードに対して
４個のコードワードの組を対応させるマツピング
方式となる。上述と同様に、（α＝５）〜（α＝
８）の夫々について、可能なコードワードの組を
求めると、第５図に示すように、総計で22組とな
る。具体的なコードワードの組合せの仕方は、次
のようになされる。

今、（α＝５）のグループから１組つくるとす
ると 〔“０”から始まるコードワード〕 〔DSV〕 000011111 ＋１ 000011110 −１ 〔“１”から始まるコードワード〕 111100000 −１ 111100001 ＋１ となされる。また、相補的な対を使用しているが
一般には、その必要はなく、“０”又は“１”か
ら始まる２つのコードワード同士で、DSVの絶
対値が等しく、極性が異なる関係が成立すれば良
い。例えば次のような組合せが考えられる。

〔“０”から始まるコードワード〕 〔DSV〕 000111110 ＋１ 001111000 −１ 〔“１”から始まるコードワード〕 100110011 ＋１ 100011100 −１ さて、第５図から明らかなように、（ｍ＜８）
の範囲では、（ｍ／２，ｍ）変換ができない。また、 （2n＞ｍ）の関係にあるｎ−ｍ変換が可能であ
る。例えば、（ｍ＝113）のときは、コードワード
の組の総数が157個存在するので、７−13変換が
実現できる。同様に８−14変換、９−16変換も可
能である。これらの（2n＞ｍ）を満足する変換
方法は、最小記録波長及び判定窓幅を（2n＝ｍ）
の場合よりも大きくすることができる利点があ
る。８−14変換の場合であれば、判定窓幅は、
（８／14×２＝1.14）となり、（2n＝ｍ）のときの１ よりも広くなる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の説明に用いるグ
ループ分けされた８ビツトのコードワードを示す
略線図、第２図はこの発明の一実施例における変
換マツプを示す略線図、第３図及び第４図はこの
発明が適用された符号器の一例のブロツク図及び
その動作説明に用いるタイムチヤート、第５図は
この発明の変形例の説明に用いるコードワードの
組の個数を示す略線図、第６図〜第１１図は従来
の技術を説明するための線図である。 １，３，７はラツチ、２は変換用のROM、４
はシフトレジスタである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 連続するｎビツトのシグナルワードを連続す
   るｍ（＞ｎ）ビツトのコードワードに変換するブ
   ロツクコーデイングの方法において、互いに異な
   るパターンを有するシグナルワードの夫々は、
   DSVが０（DSVはデジタル和を表す）で“０”の
   ビツトから始まり両端のビツトを除いた残りの全
   てのビツトが“０”又は“１”のビツトが少なく
   とも２ビツト連続するパターンを有するコードワ
   ードと、DSVが０で“１”のビツトから始まり
   両端のビツトを除いた残りの全てのビツトが
   “０”又は“１”のビツトが少なくとも２ビツト
   連続するパターンを有するコードワードの２つの
   コードワードのいずれか１つ、又は、DSVが０
   でなく“０”のビツトから始まる２つのコードワ
   ードと、DSVが０でなく“１”のビツトから始
   まる２つのコードワードとの４つのコードワード
   のいずれか１つの互いに異なるパターンを有する
   コードワードに変換するとともに、“０”のビツ
   トで終わるコードワードに続くコードワードは
   “０”のビツトから始まるコードワードに変換す
   るとともに、“１”のビツトで終わるコードワー
   ドに続くコードワードは“１”のビツトから始ま
   るコードワードに変換し、DSVが０でないコー
   ドワードに変換される場合は、それまでのコード
   ワードのDSVの累計を０に近づけるようなDSV
   のコードワードに変換するようにしたことを特徴
   とするブロツクコーデイングの方法。