JPH063943B2 - ２進データ列の符号化方法 - Google Patents
２進データ列の符号化方法Info
- Publication number
- JPH063943B2 JPH063943B2 JP26659890A JP26659890A JPH063943B2 JP H063943 B2 JPH063943 B2 JP H063943B2 JP 26659890 A JP26659890 A JP 26659890A JP 26659890 A JP26659890 A JP 26659890A JP H063943 B2 JPH063943 B2 JP H063943B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- binary data
- data string
- encoding
- zero
- binary
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10055—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
- G11B20/1426—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code conversion to or from block codes or representations thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/31—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining coding for error detection or correction and efficient use of the spectrum
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4906—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes
- H04L25/4908—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes using mBnB codes
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
- G11B20/1426—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code conversion to or from block codes or representations thereof
- G11B2020/1438—8 to 10 modulation
Description
【発明の詳細な説明】 Ａ．産業上の利用分野 この発明は、最尤系列検出法（ＰＲＭＬ）を使用した、
パーシャル・レスポンス・チャネル上の２進データの入
力列を符号化する方法に関するものである。この発明
は、特に、高い符号化利得を維持しながら、ブロック復
号化、逆相不変性、減少した符号器／復号器複雑性、準
カタストロフィックな系列の除去を与える、ＰＲＭＬチ
ャネルに対する改善された符号化率８／10の整合スペク
トル零(spectral null)トレリス符号を採用した符号化
方法に関するものである。
パーシャル・レスポンス・チャネル上の２進データの入
力列を符号化する方法に関するものである。この発明
は、特に、高い符号化利得を維持しながら、ブロック復
号化、逆相不変性、減少した符号器／復号器複雑性、準
カタストロフィックな系列の除去を与える、ＰＲＭＬチ
ャネルに対する改善された符号化率８／10の整合スペク
トル零(spectral null)トレリス符号を採用した符号化
方法に関するものである。
Ｂ．従来の技術 出願人の知り得た最も関連する従来技術は、同時係属出
願である米国特許第07/169920号明細書に開示されてい
る。これによれば、ｆ＝０でスペクトル零を有する符号
化率８／10の符号を用いた拘束系に対する符号化方法が
述べられている。この符号化方法は、記述されている目
的を達成するには満足に動作するが、チャネル出力信号
の位相変位に敏感である。その結果、信号極性の反転
が、復号器の出力に誤り伝搬を生じさせる。また符号
は、時折り、準カタストロフィックな系列を発生する。
これらの系列は、スペクトル零拘束を有する系列を記述
する正準状態線図を通る１以上の個別パスを表してい
る。準カタストロフィックな系列は、最悪ケースの符号
化利得を低下させ、復号化遅延を生じさせる。
願である米国特許第07/169920号明細書に開示されてい
る。これによれば、ｆ＝０でスペクトル零を有する符号
化率８／10の符号を用いた拘束系に対する符号化方法が
述べられている。この符号化方法は、記述されている目
的を達成するには満足に動作するが、チャネル出力信号
の位相変位に敏感である。その結果、信号極性の反転
が、復号器の出力に誤り伝搬を生じさせる。また符号
は、時折り、準カタストロフィックな系列を発生する。
これらの系列は、スペクトル零拘束を有する系列を記述
する正準状態線図を通る１以上の個別パスを表してい
る。準カタストロフィックな系列は、最悪ケースの符号
化利得を低下させ、復号化遅延を生じさせる。
Ｃ．発明が解決しようとする課題 以下のような整合スペクトル零・トレリス符号を用いた
方法が必要とされている。
方法が必要とされている。
(1)チャネル出力信号の180°位相変位に対し無関係であ
る（このことは、書込みドライバおよび記録ヘッド読取
りの極性の状態がわからない磁気記録では重要であ
る）。
る（このことは、書込みドライバおよび記録ヘッド読取
りの極性の状態がわからない磁気記録では重要であ
る）。
(2)すべての準カタストロフィックな系列を排除する。
(3)位相不変位符号の適用に典型的に必要とされる差分
符号化／復号化回路を排除する。
符号化／復号化回路を排除する。
(4)前記米国特許出願明細書に述べられている符号率８
／10の符号に対する符号器／復号器の複雑性を軽減す
る。
／10の符号に対する符号器／復号器の複雑性を軽減す
る。
この発明の目的は、これらの条件を満たす２進データ列
の符号化方法を提供することにある。
の符号化方法を提供することにある。
Ｄ．課題を解決するための手段 この発明の方法によれば、零周波数でスペクトル零を有
する伝達関数を有するパーシャル・レスポンスに対し２
進データ列を符号化して、符号化率を与え、およびチャ
ネル出力信号の180°位相変位に対して不変の出力を与
える。複数対の状態およびそれぞれが２進データ・バイ
トに相当する複数の符号語を有する有限状態機械が作成
される。２進データ列を、この有限状態機械によって、
零の周波数に対して零のパワースペクトル値を有する２
進符号語列に符号化する。２進データ列のデータ・バイ
トに応じて、２進符号語列から２つの相補符号語のうち
の１つを発生する。この１つの相補符号語は、２つの相
補符号語のうちのいずれが発生したかとは無関係に同一
のデータ・バイト出力を与えるように、復号化される。
有限状態機械の次の状態は、データ・バイトおよび現在
の状態の値によって予め選択され、状態対の一方の要素
に対する次の状態が、同じ状態対の他方の要素に対する
次の状態の補数である。
する伝達関数を有するパーシャル・レスポンスに対し２
進データ列を符号化して、符号化率を与え、およびチャ
ネル出力信号の180°位相変位に対して不変の出力を与
える。複数対の状態およびそれぞれが２進データ・バイ
トに相当する複数の符号語を有する有限状態機械が作成
される。２進データ列を、この有限状態機械によって、
零の周波数に対して零のパワースペクトル値を有する２
進符号語列に符号化する。２進データ列のデータ・バイ
トに応じて、２進符号語列から２つの相補符号語のうち
の１つを発生する。この１つの相補符号語は、２つの相
補符号語のうちのいずれが発生したかとは無関係に同一
のデータ・バイト出力を与えるように、復号化される。
有限状態機械の次の状態は、データ・バイトおよび現在
の状態の値によって予め選択され、状態対の一方の要素
に対する次の状態が、同じ状態対の他方の要素に対する
次の状態の補数である。
Ｅ．実施例 この発明は、双対符号（１−Ｄ）パーシャル・レスポン
ス・チャネルのような、パーシャル・レスポンス・チャ
ネルに対し高符号化率８／10のＭＳＮトレリス符号を構
成する改良された方法を開示している。このトレリス符
号は、例えば1988年12月に発行された刊行物“ＩＢＭ
Technical Disclosure Bulletin”の476ページに開示さ
れている技術を用いて交互配置することにより、クラス
４（１−Ｄ２）パーシャル・レスポンス・チャネルに適
合させることもできる。これらトレリス符号は、磁気光
学的データ記録において現在最も興味を持たれている符
号の１つである。
ス・チャネルのような、パーシャル・レスポンス・チャ
ネルに対し高符号化率８／10のＭＳＮトレリス符号を構
成する改良された方法を開示している。このトレリス符
号は、例えば1988年12月に発行された刊行物“ＩＢＭ
Technical Disclosure Bulletin”の476ページに開示さ
れている技術を用いて交互配置することにより、クラス
４（１−Ｄ２）パーシャル・レスポンス・チャネルに適
合させることもできる。これらトレリス符号は、磁気光
学的データ記録において現在最も興味を持たれている符
号の１つである。
前記米国特許出願明細書に開示されているように、ＭＳ
Ｎトレリス符号スペクトルは、チャネル伝達関数が零を
有する周波数で零を有するように構成されており、これ
により符号化利得を改善し、ビテルビ復号器の複雑性を
軽減している。
Ｎトレリス符号スペクトルは、チャネル伝達関数が零を
有する周波数で零を有するように構成されており、これ
により符号化利得を改善し、ビテルビ復号器の複雑性を
軽減している。
第１図に示すように、２進記号列の形の入力データが、
バス10から符号化率８／10の有限状態機械符号器11へ転
送される。符号器11は、双対符号（１−Ｄ）パーシャル
・レスポンス・チャネル12への入力となる２進符号記号
系列を発生する。この符号は、チャネル12の伝達関数に
おいて零の周波数に対し零のパワースペクトルを有して
いる。すなわちこの符号系列は、パーシャル・レスポン
ス・チャネルのスペクトル零に整合するスペクトル零を
有している。パーシャル・レスポンス・チャネル12によ
り発生されたチャネル出力系列は、ビテルビ復号器13に
よりビテルビ復号される。このビテルビ復号器は、チャ
ネル出力系列から最確符号系列を計算する。ビテルビ復
号器13は、チャネル出力系列の周波数スペクトル成分の
みをトラッキングすることによって、演算およびハード
ウェア要件を軽減し、これにより、バス10により供給さ
れた元の転送データ系列の近最尤推定（すなわち最確符
号系列）を発生する。次に、符号化率10/8の復号器14
が、ビテルビ復号系列から、バス15にＭＳＮ符号出力デ
ータを発生する。
バス10から符号化率８／10の有限状態機械符号器11へ転
送される。符号器11は、双対符号（１−Ｄ）パーシャル
・レスポンス・チャネル12への入力となる２進符号記号
系列を発生する。この符号は、チャネル12の伝達関数に
おいて零の周波数に対し零のパワースペクトルを有して
いる。すなわちこの符号系列は、パーシャル・レスポン
ス・チャネルのスペクトル零に整合するスペクトル零を
有している。パーシャル・レスポンス・チャネル12によ
り発生されたチャネル出力系列は、ビテルビ復号器13に
よりビテルビ復号される。このビテルビ復号器は、チャ
ネル出力系列から最確符号系列を計算する。ビテルビ復
号器13は、チャネル出力系列の周波数スペクトル成分の
みをトラッキングすることによって、演算およびハード
ウェア要件を軽減し、これにより、バス10により供給さ
れた元の転送データ系列の近最尤推定（すなわち最確符
号系列）を発生する。次に、符号化率10/8の復号器14
が、ビテルビ復号系列から、バス15にＭＳＮ符号出力デ
ータを発生する。
テーブル１は、有限状態機械符号器11の構成を示す。テ
ーブル１に示すように、符号器11は10進数（０〜３）に
よって示される４つの状態を有しており、０，３と１，
２の２つの対に分けられている。各対内で、与えられた
データ・バイトは、状態対のいずれが符号器の現在の状
態であるかに応じて、２つの相補符号語のうちの１つを
発生する。データ語は、１０進数（０〜255）で示され
ている。符号語は、類似の特性（後述するような）でリ
ストにグループ分けされ、括弧内に示される集合サイズ
を有し、アルファベット大文字で示されている。例えば
Ｆ(10)は、Ｆで示される10個の符号語（10進数で124,18
8,220,236,241,242,244,248,316,451）のリストを示し
ている。は、ビットワイズ相補化により集合Ｆの符号
語から得られる符号語のリストを示している。
ーブル１に示すように、符号器11は10進数（０〜３）に
よって示される４つの状態を有しており、０，３と１，
２の２つの対に分けられている。各対内で、与えられた
データ・バイトは、状態対のいずれが符号器の現在の状
態であるかに応じて、２つの相補符号語のうちの１つを
発生する。データ語は、１０進数（０〜255）で示され
ている。符号語は、類似の特性（後述するような）でリ
ストにグループ分けされ、括弧内に示される集合サイズ
を有し、アルファベット大文字で示されている。例えば
Ｆ(10)は、Ｆで示される10個の符号語（10進数で124,18
8,220,236,241,242,244,248,316,451）のリストを示し
ている。は、ビットワイズ相補化により集合Ｆの符号
語から得られる符号語のリストを示している。
符号語リストは、ｆ＝０でスペクトル零に相当するＭＳ
Ｎ条件を記述する有限状態遷移図を参照して最良に説明
できるように特徴づけられている。
Ｎ条件を記述する有限状態遷移図を参照して最良に説明
できるように特徴づけられている。
第２図は、ｆ＝０でスペクトル零を有する２進系列に対
する正準線図の７状態部分線図を示している。状態は、
１〜７に分類されている。線図内のパスは、６で制限さ
れたデジタル和変分（digital sum variation，ＤＳ
Ｖ）を有する全２進系列を発生する。ＤＳＶは、次式で
示されるランニング・デジタル和の値 における最大変分に相当している。ランニング・デジタ
ル和の値は、線図によって生成された系列ａ＝ａ１…ａ
Ｎにより求められる。
する正準線図の７状態部分線図を示している。状態は、
１〜７に分類されている。線図内のパスは、６で制限さ
れたデジタル和変分（digital sum variation，ＤＳ
Ｖ）を有する全２進系列を発生する。ＤＳＶは、次式で
示されるランニング・デジタル和の値 における最大変分に相当している。ランニング・デジタ
ル和の値は、線図によって生成された系列ａ＝ａ１…ａ
Ｎにより求められる。
状態２，４，６を含む第２図の線図の２乗構成要素を、
第３図に示す。第３図におけるエッジは、第２図におけ
るエッジの対に相当しており、２進記号の対で表され
る。有限状態機械符号器11で用いられる符号語のリスト
は、第３図の線図によって最良に説明できる。第３図の
線図は、第５図に示すビテルビ復号器のトレリス構造を
導くのに使用される。全ての符号語は、10ビット長であ
り、第２図の５ビット長のパスで生成される。
第３図に示す。第３図におけるエッジは、第２図におけ
るエッジの対に相当しており、２進記号の対で表され
る。有限状態機械符号器11で用いられる符号語のリスト
は、第３図の線図によって最良に説明できる。第３図の
線図は、第５図に示すビテルビ復号器のトレリス構造を
導くのに使用される。全ての符号語は、10ビット長であ
り、第２図の５ビット長のパスで生成される。
リストＡ：状態２から開始して状態６で終了するパスに
よって作成される100個の符号語より成る。
よって作成される100個の符号語より成る。
リストＢ：状態２から状態６を通り状態４へ到るパスに
よって生成される43個の系列より成る。
よって生成される43個の系列より成る。
リストＣ：状態２から状態６を通らないで状態４へ到る
パスによって生成される121個の可能な系列のうちの113
個の系列より成る。
パスによって生成される121個の可能な系列のうちの113
個の系列より成る。
リストＤ：状態２を通るが状態６を通らず状態４で開始
および終了するパスによって生成される90個の符号語よ
り成る。
および終了するパスによって生成される90個の符号語よ
り成る。
リストＥ：状態４から状態６を通り状態２へ到るパスに
よって生成される43個の系列より成る。
よって生成される43個の系列より成る。
リストＦ：状態２および状態６の両方を通り状態４で開
始および終了する20個の符号語のうちの10個の符号語よ
り成る。
始および終了する20個の符号語のうちの10個の符号語よ
り成る。
テーブル２は、１０進数で表された10ビット語を有する
符号語リストの全記述を示している。リストは、行毎に
左から右へ、上の行から下の行への順序となっている。
符号語リストの全記述を示している。リストは、行毎に
左から右へ、上の行から下の行への順序となっている。
テ−ブル２．符号語リスト（１０進数） リストＡ 351 367 375 379 381 382 415 431 439 443 445 446 463 471 475 477 478 487 491 493 494 499 501 502 505 506 607 623 631 635 637 638 671 687 695 699 701 702 719 727 731 733 734 743 747 749 750 755 757 758 761 762 799 815 823 827 829 830 847 855 859 861 862 871 875 877 878 883 885 886 889 890 911 919 923 925 926 935 939 941 942 947 949 950 953 954 967 971 973 974 979 981 982 985 986 995 997 998 1001 1002 リストＢ 380 444 476 492 497 498 500 504 636 700 732 748 753 754 756 760 828 860 876 881 882 884 888 924 940 945 946 948 952 963 965 966 969 970 972 977 978 980 984 993 994 996 1000 リストＣ 343 347 349 350 359 363 365 366 371 373 374 377 378 407 411 413 414 421 427 429 430 435 437 438 441 442 455 459 461 462 467 469 470 473 474 483 485 486 489 490 599 603 605 606 615 619 621 622 627 629 630 633 634 663 667 669 670 679 683 685 686 691 693 694 697 698 711 715 717 718 723 725 726 729 730 739 741 742 745 746 791 795 797 798 807 811 813 814 819 821 822 825 826 839 843 845 846 851 853 854 857 858 867 869 870 873 874 903 907 909 910 915 917 リストＤ 87 91 93 94 103 107 109 110 115 117 118 121 122 151 155 157 158 167 171 173 174 179 181 182 185 186 199 203 205 206 211 213 214 217 218 227 229 230 233 234 279 283 285 286 295 299 301 302 307 309 310 313 314 327 331 333 334 339 355 391 395 397 398 403 419 535 539 541 542 551 555 557 558 563 565 566 569 570 583 587 589 590 595 611 647 651 653 654 659 675 リストＥ 240 368 432 449 450 452 456 464 480 624 688 705 706 708 712 720 736 773 774 777 778 780 785 786 788 792 801 802 804 808 816 833 834 836 840 848 864 897 898 900 904 912 928 リストＦ 124 188 220 236 241 242 244 248 316 451 ここに記した符号化率８／10の符号は、正準状態線図の
準カタストロフィックな系列を用いていないことに留意
すべきである。
準カタストロフィックな系列を用いていないことに留意
すべきである。
第４図は、符号化率８／10のトレリス符号のための有限
状態機械符号器11のリード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）
による構成を示す。このＲＯＭの内容は、有限状態機械
符号器のテーブル１の右２列から直接に取り出される。
図示のように、符号器11は、レジスタ20，21とＲＯＭ22
とを備えている。８ビット入力データ列が、レジスタ20
によって１マシン・サイクル遅延されて、ＲＯＭ22に出
力される。ＲＯＭ22は、また、レジスタ21から符号器の
現在の状態を設定する２ビット入力を受け取る。ＲＯＭ
22からの出力は10ビット符号語であり、そのうちの２ビ
ットは、次の状態を指示するためにレジスタ21を経て再
循環される。
状態機械符号器11のリード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）
による構成を示す。このＲＯＭの内容は、有限状態機械
符号器のテーブル１の右２列から直接に取り出される。
図示のように、符号器11は、レジスタ20，21とＲＯＭ22
とを備えている。８ビット入力データ列が、レジスタ20
によって１マシン・サイクル遅延されて、ＲＯＭ22に出
力される。ＲＯＭ22は、また、レジスタ21から符号器の
現在の状態を設定する２ビット入力を受け取る。ＲＯＭ
22からの出力は10ビット符号語であり、そのうちの２ビ
ットは、次の状態を指示するためにレジスタ21を経て再
循環される。
符号器11は、双対符号パーシャル・レスポンス・チャネ
ル12への入力である２進符号系列を発生する。チャネル
12により発生された出力系列は、ノイズの影響を受けて
おり、ビテルビ復号器13によりビテルビ復号される。
ル12への入力である２進符号系列を発生する。チャネル
12により発生された出力系列は、ノイズの影響を受けて
おり、ビテルビ復号器13によりビテルビ復号される。
第５図は、符号化率８／10のＭＳＮトレリス符号に対す
るビテルビ復号器13の複雑性軽減トレリス構造を示して
いる。ビテルビ復号器13は、前述の米国特許係属出願に
述べられている復号器に類似している。このビテルビ復
号器13は、チャネル12の出力系列から最確符号系列を計
算する。ビテルビ復号器13は、チャネル出力系列の周波
数スペクトル成分のみをトラッキングするこによって、
演算およびハードウェアを軽減し、これにより、バス10
を介して供給された元のデータの近最尤推定（すなわち
最確符号系列）を生成する。
るビテルビ復号器13の複雑性軽減トレリス構造を示して
いる。ビテルビ復号器13は、前述の米国特許係属出願に
述べられている復号器に類似している。このビテルビ復
号器13は、チャネル12の出力系列から最確符号系列を計
算する。ビテルビ復号器13は、チャネル出力系列の周波
数スペクトル成分のみをトラッキングするこによって、
演算およびハードウェアを軽減し、これにより、バス10
を介して供給された元のデータの近最尤推定（すなわち
最確符号系列）を生成する。
トレリスは、第３図の線図から導かれ、チャネル入力が
第３図によってせいせされるときに、双対符号チャネル
12の出力での可能な系列を示している。エッジはu1u2/v
1v2で表される。ここに、u1u2は符号記号であり、v1v2
はチャネル出力記号である。トレリスの自由ユークリッ
ド距離ｄ▲2 free▼は、同じ状態から開始し有限数のス
テップ後に再編成されるトレリス符号化チャネル出力系
列間の最小自乗ユークリッド距離である。符号化されて
いない双対符号チャネルに対して３dB利得を示すｄ▲2
free▼＝４をチェックすることができる。
第３図によってせいせされるときに、双対符号チャネル
12の出力での可能な系列を示している。エッジはu1u2/v
1v2で表される。ここに、u1u2は符号記号であり、v1v2
はチャネル出力記号である。トレリスの自由ユークリッ
ド距離ｄ▲2 free▼は、同じ状態から開始し有限数のス
テップ後に再編成されるトレリス符号化チャネル出力系
列間の最小自乗ユークリッド距離である。符号化されて
いない双対符号チャネルに対して３dB利得を示すｄ▲2
free▼＝４をチェックすることができる。
第５図のトレリスに対するビテルビ・アルゴリズムは、
1979年３月発行の刊行物“ＩＥＥＥ proceedings”の2
68〜278ページに述べられているような従来の方法に基
づいて導かれる。テーブル３に生き残りメトリック更新
ルールを詳細に示す。生き残りパスは、メトリック更新
演算に基づいて通常の方法で（加算−比較−選択）決定
される。
1979年３月発行の刊行物“ＩＥＥＥ proceedings”の2
68〜278ページに述べられているような従来の方法に基
づいて導かれる。テーブル３に生き残りメトリック更新
ルールを詳細に示す。生き残りパスは、メトリック更新
演算に基づいて通常の方法で（加算−比較−選択）決定
される。
テーブル３．アルゴリズム：メトリック更新方程式 Ｍｎ＋１(1) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(1)＋２＋２ｚ１−２ｚ２，Ｍｎ(2)＋１
−２ｚ２｝ Ｍｎ＋１(2) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(1)＋１＋２ｚ２，Ｍｎ(2)＋２−２ｚ１ ＋２ｚ２，Ｍｎ(3)＋１＋２ｚ１，Ｍｎ(4)｝ Ｍｎ＋１(3) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(1)，Ｍｎ(2)＋１−２ｚ１，Ｍｎ(3)＋
２ ＋２ｚ１−２ｚ２，Ｍｎ(4)＋１−２ｚ２｝ Ｍｎ＋１(4) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(3)＋１＋２ｚ２，Ｍｎ(4)＋２−２ｚ１ ＋２ｚ２，Ｍｎ(5)＋１＋２ｚ１，Ｍｎ(6)｝ Ｍｎ＋１(5) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(3)，Ｍｎ(4)＋１−２ｚ１，Ｍｎ(5)＋
２ ＋２ｚ１−２ｚ２，Ｍｎ(6)＋１−２ｚ２｝ Ｍｎ＋１(6) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(5)＋１＋２ｚ２，Ｍｎ(6)＋２−２ｚ１
＋２ｚ２｝ ここに、Ｍｎ(j)は、時刻ｎでの状態ｊに対する生き残
りメトリックであり、ｊは１〜６の間で変化し、ｚ１お
よびｚ２はチャネルからの２つの連続する出力信号を示
している。
−２ｚ２｝ Ｍｎ＋１(2) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(1)＋１＋２ｚ２，Ｍｎ(2)＋２−２ｚ１ ＋２ｚ２，Ｍｎ(3)＋１＋２ｚ１，Ｍｎ(4)｝ Ｍｎ＋１(3) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(1)，Ｍｎ(2)＋１−２ｚ１，Ｍｎ(3)＋
２ ＋２ｚ１−２ｚ２，Ｍｎ(4)＋１−２ｚ２｝ Ｍｎ＋１(4) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(3)＋１＋２ｚ２，Ｍｎ(4)＋２−２ｚ１ ＋２ｚ２，Ｍｎ(5)＋１＋２ｚ１，Ｍｎ(6)｝ Ｍｎ＋１(5) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(3)，Ｍｎ(4)＋１−２ｚ１，Ｍｎ(5)＋
２ ＋２ｚ１−２ｚ２，Ｍｎ(6)＋１−２ｚ２｝ Ｍｎ＋１(6) ＝ｍｉｎ｛Ｍｎ(5)＋１＋２ｚ２，Ｍｎ(6)＋２−２ｚ１
＋２ｚ２｝ ここに、Ｍｎ(j)は、時刻ｎでの状態ｊに対する生き残
りメトリックであり、ｊは１〜６の間で変化し、ｚ１お
よびｚ２はチャネルからの２つの連続する出力信号を示
している。
この発明の重要な特徴によれば、符号化率８／10の符号
は、ブロック復号器14によって復号される。この復号器
14は、符号語またはその補数に対して同一である出力
（テーブル４参照）を与える。復号器14は、ビテルビ復
号された系列から、バス15へ転送されるＭＳＮ符号出力
を発生する。
は、ブロック復号器14によって復号される。この復号器
14は、符号語またはその補数に対して同一である出力
（テーブル４参照）を与える。復号器14は、ビテルビ復
号された系列から、バス15へ転送されるＭＳＮ符号出力
を発生する。
復号器14は、現在の符号語を復号するルックアヘッドを
必要としない。現在の10ビット符号語ｙに対して、復号
器14はテーブル４により８ビットワードｗを決定する。
したがって、復号器入力での１ビット・エラーによる最
大誤り伝搬は１バイトである。
必要としない。現在の10ビット符号語ｙに対して、復号
器14はテーブル４により８ビットワードｗを決定する。
したがって、復号器入力での１ビット・エラーによる最
大誤り伝搬は１バイトである。
復号器14は、上述したブロック復号器アルゴリズムを実
施する第６図に示した種類のものとする。
施する第６図に示した種類のものとする。
復号器14は、ビテルビ復号器13からの10ビット最大符号
系列符号語を受け取るレジスタ30を備えている。この符
号語は、1024×８ビットのリード・オンリ・メモリ（Ｒ
ＯＭ）31へ送られる。ルックアップ・テーブル４を用い
て、ＲＯＭ31は10ビット符号語を８ビット出力に復号す
る。ＲＯＭ31の８ビット出力は、データ・バス15に送ら
れる。ＲＯＭ31の内容の構成の結果、バス15のＭＳＮ符
号出力データは、与えられた符号語またはその補数に対
して同一となる。
系列符号語を受け取るレジスタ30を備えている。この符
号語は、1024×８ビットのリード・オンリ・メモリ（Ｒ
ＯＭ）31へ送られる。ルックアップ・テーブル４を用い
て、ＲＯＭ31は10ビット符号語を８ビット出力に復号す
る。ＲＯＭ31の８ビット出力は、データ・バス15に送ら
れる。ＲＯＭ31の内容の構成の結果、バス15のＭＳＮ符
号出力データは、与えられた符号語またはその補数に対
して同一となる。
この発明の方法を、８／10符号化率の符号について説明
したが、この方法を他の符号化率の符号に用いることも
できる。
したが、この方法を他の符号化率の符号に用いることも
できる。
Ｆ．発明の効果 この発明によれば、チャネル出力信号が180°位相変位
しても出力が不変の２進データ列符号化方法が得られ
る。またこの発明によれば、準カタストロフィックな系
列が排除され、差分符号化／復号化回路を用いる必要が
なく、符号器／復号器の複雑性を軽減し得る２進データ
列符号化方法が得られる。
しても出力が不変の２進データ列符号化方法が得られ
る。またこの発明によれば、準カタストロフィックな系
列が排除され、差分符号化／復号化回路を用いる必要が
なく、符号器／復号器の複雑性を軽減し得る２進データ
列符号化方法が得られる。
第１図は、この発明によるトレリス・符号化方法を用い
た記録システムのブロック線図、 第２図は、ｆ＝０でスペクトル零を有する２進系列に対
する正準線図の７状態部分線図を示す図、 第３図は、第２図に示した線図の２乗構成要素を示す
図、 第４図は、この発明を実施する符号器を示す図、 第５図は、ＭＳＮビテルビ復号器に対するトレリス構造
を示す図、 第６図は、この発明を実施するブロック復号器を示す図
である。 10，15・・・バス 11・・・・・符号器 12・・・・・チャネル 13・・・・・ビテルビ復号器 14・・・・・復号器
た記録システムのブロック線図、 第２図は、ｆ＝０でスペクトル零を有する２進系列に対
する正準線図の７状態部分線図を示す図、 第３図は、第２図に示した線図の２乗構成要素を示す
図、 第４図は、この発明を実施する符号器を示す図、 第５図は、ＭＳＮビテルビ復号器に対するトレリス構造
を示す図、 第６図は、この発明を実施するブロック復号器を示す図
である。 10，15・・・バス 11・・・・・符号器 12・・・・・チャネル 13・・・・・ビテルビ復号器 14・・・・・復号器
Claims (12)
- 【請求項１】零周波数でスペクトル零を有する伝達関数
を有するパーシャル・レスポンス・チャネルに対し２進
データ列を符号化して、符号に符号化率を与え、チャネ
ル出力信号の180°位相変位に対して不変の出力を与え
る符号化方法であって、 （ａ）複数対の状態、および、それぞれが各２進データ
・バイトに対応する複数の符号語を有する有限状態機械
を形成するステップと、 （ｂ）前記有限状態機械において、２進データ列を、零
の周波数に対して零のパワースペクトル値を有する２進
符号語列に符号化するステップと、 （ｃ）２進データ列のデータ・バイトに応じて前記２進
符号語から、有限状態機械の現在の状態に対する前記デ
ータ・バイトに対応する、前記有限状態機械によって構
成された前記状態の対の１つからの２つの相補符号語の
うちの１つを発生するステップと、 （ｄ）前記相補符号語のうちのいずれかが発生したかと
は無関数に、同一のデータ・バイト出力を与えるよう
に、前記１つの相補符号語を復号化するステップと、 を含む２進データ列の符号化方法。 - 【請求項２】前記有限状態機械の次の状態が、前記対の
状態のいずれが現在の状態であるかに依存する請求項１
記載の２進データ列の符号化方法。 - 【請求項３】データ・バイトの値および現在の状態に従
って、前記有限状態機械の次の状態を予め選択するステ
ップを含む請求項１記載の２進データ列の符号化方法。 - 【請求項４】状態対の一方の要素に対する次の状態が、
同じ状態対の他方の要素に対する次の状態の補数である
請求項１記載の２進データ列の符号化方法。 - 【請求項５】前記１つの相補符号語をルックアップ・テ
ーブルで復号化することにより、前記ステップ（ｄ）を
実行する請求項１記載の２進データ列の符号化方法。 - 【請求項６】復号するのにルック・アヘッドを必要とし
ないブロック符号器により、復号化ステップを実行する
請求項１記載の２進データ列の符号化方法。 - 【請求項７】スペクトル零・正準状態線図から準カタス
トロフィックな系列を採用しない請求項１記載の２進デ
ータ列の符号化方法。 - 【請求項８】零周波数でスペクトル零を有する伝達関数
を有するパーシャル・レスポンス・チャネルに対し２進
データ列を符号化して、チャネル出力信号の180°位相
変位に対して不変の出力を有する符号化率を与える符号
化方法であって、 （ａ）複数対の状態、および、それぞれが各２進データ
・バイトに対応する複数の符号語を有する有限状態機械
を形成するステップと、 （ｂ）前記有限状態機械において、２進データ列を、零
の周波数に対して零のパワースペクトル値を有する２進
符号語列に符号化するステップと、 （ｃ）２進データ列のデータ・バイトに応じて前記２進
符号語から、有限状態機械の現在の状態に対する前記デ
ータ・バイトに対応する、前記有限状態機械によって構
成された前記状態の対の１つからの２つの相補符号語の
うちの１つを発生するステップと、 （ｄ）符号語系列を発生させるために、２進データ列の
連続バイトに対して前記ステップ（ｃ）を繰り返すステ
ップと、 （ｅ）符号語系列またはその補数に対して同一の２進デ
ータ列を与える復号器において、符号語系列を復号化す
るステップと、 を含む２進データ列の符号化方法。 - 【請求項９】ルックアップ・テーブルによって一度に符
号語系列の符号語を復号化することによって前記ステッ
プ（ｅ）を実行する請求項８記載の２進データ列の符号
化方法。 - 【請求項１０】前記チャネルが双対符号（１−Ｄ）チャ
ネルであり、前記出力が８／10符号化率を有する請求項
８記載の２進データ列の符号化方法。 - 【請求項１１】復号するのにルック・アヘッドを必要と
しないブロック復号器により、復号化ステップを実行す
る請求項８記載の２進データ列の符号化方法。 - 【請求項１２】スペクトル零正準状態線図から準カタス
トロフィックな系列を採用しない請求項８記載の２進デ
ータ列の符号化方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US43497089A | 1989-11-13 | 1989-11-13 | |
| US434,970 | 1989-11-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03172047A JPH03172047A (ja) | 1991-07-25 |
| JPH063943B2 true JPH063943B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=23726452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26659890A Expired - Lifetime JPH063943B2 (ja) | 1989-11-13 | 1990-10-05 | ２進データ列の符号化方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0429220B1 (ja) |
| JP (1) | JPH063943B2 (ja) |
| DE (1) | DE69027837D1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3509083B2 (ja) * | 1994-12-28 | 2004-03-22 | ソニー株式会社 | 符号変調方法、符号復調方法、および符号復号方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57195308A (en) * | 1981-05-26 | 1982-12-01 | Sony Corp | Block coding method |
| NL8203619A (nl) * | 1982-09-20 | 1984-04-16 | Philips Nv | Werkwijze voor het optekenen van een digitaal informatiesignaal op een registratiedrager, een registratiedrager voorzien van een dergelijk informatiesignaal en een inrichting voor het uitlezen respectievelijk inschrijven van een dergelijke registratiedrager. |
| US4775985A (en) * | 1987-04-06 | 1988-10-04 | Sony Corporation | Method of dc-free 8/9 nrz coding using a unique sync word pattern |
| US4870414A (en) * | 1988-03-18 | 1989-09-26 | International Business Machines Corporation | Even mark modulation coding method |
-
1990
- 1990-10-05 JP JP26659890A patent/JPH063943B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-07 EP EP19900312196 patent/EP0429220B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-07 DE DE69027837T patent/DE69027837D1/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0429220B1 (en) | 1996-07-17 |
| EP0429220A3 (en) | 1991-11-13 |
| JPH03172047A (ja) | 1991-07-25 |
| DE69027837D1 (de) | 1996-08-22 |
| EP0429220A2 (en) | 1991-05-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5095484A (en) | Phase invariant rate 8/10 matched spectral null code for PRML | |
| US4888779A (en) | Matched spectral null trellis codes for partial response channels | |
| JP2718859B2 (ja) | ヴィテルビ検出装置及びヴィテルビ・トレリスコード化方法 | |
| US4870414A (en) | Even mark modulation coding method | |
| US6597742B1 (en) | Implementing reduced-state viterbi detectors | |
| US5099237A (en) | Method and apparatus for providing maximum rate modulation or compression encoding and decoding | |
| US5608397A (en) | Method and apparatus for generating DC-free sequences | |
| US5781133A (en) | Method and apparatus for implementing run length limited codes | |
| US5537424A (en) | Matched spectral null codes with partitioned systolic trellis structures | |
| US6643814B1 (en) | Maximum transition run encoding and decoding systems | |
| JPH036699B2 (ja) | ||
| JP3363432B2 (ja) | データ符号化システム | |
| US5548600A (en) | Method and means for generating and detecting spectrally constrained coded partial response waveforms using a time varying trellis modified by selective output state splitting | |
| KR100506070B1 (ko) | 고밀도데이터의기록/재생을위한부호화/복호화방법 | |
| EP0902544B1 (en) | Modulating device and demodulating device | |
| KR101211244B1 (ko) | 모듈레이션 코딩 및 디코딩 | |
| JPH0863905A (ja) | 記録再生装置、ディジタル信号処理装置およびエラー訂正方法 | |
| Thapar et al. | On the performance of a rate 8/10 matched spectral null code for class-4 partial response | |
| JP2000078025A (ja) | 符号化されたデ―タを処理する装置 | |
| KR19980031982A (ko) | 데이타 저장기기의 prml 코드 생성방법 | |
| US7274312B2 (en) | High rate coding for media noise | |
| JPH063943B2 (ja) | ２進データ列の符号化方法 | |
| US3831145A (en) | Multilevel data transmission systems | |
| Uchôa Filho et al. | Good convolutional codes for the precoded (1-D)(1+ D)/sup n/partial-response channels | |
| Roth | On runlength-limited coding with DC control |