JPH05347642A - ディジタル変調用のないしディジタル伝送用の周波数−および位相変調器 - Google Patents
ディジタル変調用のないしディジタル伝送用の周波数−および位相変調器Info
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- JPH05347642A JPH05347642A JP5004771A JP477193A JPH05347642A JP H05347642 A JPH05347642 A JP H05347642A JP 5004771 A JP5004771 A JP 5004771A JP 477193 A JP477193 A JP 477193A JP H05347642 A JPH05347642 A JP H05347642A
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 周波数発生の目的でいずれにしても必要とさ
れる回路部品を共用することにより、簡単でかつ経済的
なデイジタル変調器を提供する。 【構成】 例えば電圧で制御される水晶発振器の出力側
が固定分周器の入力側と接続されており、該固定分周器
の出力側が第１の可調整の分周器の入力側と接続されて
おり、該可調整の分周器は弁別器および第２の可調整の
分周器と共通に初期化され、前記第１の可調整の分周器
が弁別器の一方の入力側と接続されており、弁別器の他
方の入力側が第２の可調整の分周器を介して、電圧で調
整される発振器ＶＣＯの出力側と接続されており、弁別
器の出力側がループフィルタを介して加算器の入力側と
接続されており、該加算器の出力側がＶＣＯと接続され
ており、該ＶＣＯの出力側から出力信号が取り出され
る。
れる回路部品を共用することにより、簡単でかつ経済的
なデイジタル変調器を提供する。 【構成】 例えば電圧で制御される水晶発振器の出力側
が固定分周器の入力側と接続されており、該固定分周器
の出力側が第１の可調整の分周器の入力側と接続されて
おり、該可調整の分周器は弁別器および第２の可調整の
分周器と共通に初期化され、前記第１の可調整の分周器
が弁別器の一方の入力側と接続されており、弁別器の他
方の入力側が第２の可調整の分周器を介して、電圧で調
整される発振器ＶＣＯの出力側と接続されており、弁別
器の出力側がループフィルタを介して加算器の入力側と
接続されており、該加算器の出力側がＶＣＯと接続され
ており、該ＶＣＯの出力側から出力信号が取り出され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル変調用のな
いしディジタル伝送用の周波数−および位相変調器に関
する。その適用領域は例えば陸上移動無線である。
いしディジタル伝送用の周波数−および位相変調器に関
する。その適用領域は例えば陸上移動無線である。
【０００２】
【従来技術】情報はまず最初にベースバンドの中に設け
られる。これらの情報は種々の理由から、この形式では
そのまま伝送できない。そのためそれぞれの情報の搬送
波として高周波信号が用いられることが多い。高周波信
号はこの情報により変調される。
られる。これらの情報は種々の理由から、この形式では
そのまま伝送できない。そのためそれぞれの情報の搬送
波として高周波信号が用いられることが多い。高周波信
号はこの情報により変調される。
【０００３】公知の角度変調器のうち、一定振幅ないし
包絡線により動作する変調器が、陸上移動無線における
使用に対して良好に適する。そのためＣ級動作の送信出
力増幅器が使用可能となり、さらに受信器においてリミ
ッタ増幅器の使用が可能になる。そのため特に経済的な
解決手段が有利になる。ディジタル周波数−および位相
変調器の実現に対しては種々の構成が可能であり、それ
らのうちのいくつかは特に簡単であってかつ著しく有利
な特性を提供する。
包絡線により動作する変調器が、陸上移動無線における
使用に対して良好に適する。そのためＣ級動作の送信出
力増幅器が使用可能となり、さらに受信器においてリミ
ッタ増幅器の使用が可能になる。そのため特に経済的な
解決手段が有利になる。ディジタル周波数−および位相
変調器の実現に対しては種々の構成が可能であり、それ
らのうちのいくつかは特に簡単であってかつ著しく有利
な特性を提供する。
【０００４】変調および復調のために同じ手段が部分的
に使用可能であり、位相−および周波数調整ループがそ
の良い例である。注目すべきことは、この種の変調器は
多くの適用事例において周波数準備処理装置と統合化で
きることである。
に使用可能であり、位相−および周波数調整ループがそ
の良い例である。注目すべきことは、この種の変調器は
多くの適用事例において周波数準備処理装置と統合化で
きることである。
【０００５】ディジタル形式の周波数−および位相変調
器の最も簡単な場合は、２進ディジタル位相変調器のそ
れである。この位相変調器は、原理的には簡単な極性切
り換え器により実現できるが、著しく広い帯域幅の切り
換え時スペクトルを形成してしまう。変調帯域幅を低減
化する目的で、監視されるソフトな位相移行特性を形成
したい時は、濾波によりまたはテーブル法とＤＡ変換に
より、ベースバンド信号をまず最初に相応に形成する必
要がある。次に搬送周波数を乗算する。ベースバンドが
−１と＋１との間の値範囲を取る時は、乗算の直後に、
変調された搬送波が得られる。本来の乗算器ではなく例
えばリング混合器も使用できる。この場合は続いて高調
波を濾波除去する必要がある。横軸位相偏移変調器（Ｑ
ＰＳＫ）とオフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）の場合
は、図２の公知の装置が使用されることが多い。この装
置においては、２つの直角関係の個別信号の加算により
合成信号が得られる。ソフトな移行の場合の状態は、前
もって処理された２進の場合に相応する。ＧＭＳＫはさ
らに、所定のＢＴ積を有するオフセットＱＰＳＫともみ
なせる、すなわち適切なＢＴ積を有するベースバンドフ
ィルタの出力側で、変調信号のＩ成分とＱ成分との間に
必要とされるオフセットが付加的に必要とされる時は、
ＱＰＳＫ変調器を使用できる。そのため正確に監視され
る位相偏位が形成され、さらに必要とされる変調指数ｈ
＝０．５が著しく精確に維持できる。
器の最も簡単な場合は、２進ディジタル位相変調器のそ
れである。この位相変調器は、原理的には簡単な極性切
り換え器により実現できるが、著しく広い帯域幅の切り
換え時スペクトルを形成してしまう。変調帯域幅を低減
化する目的で、監視されるソフトな位相移行特性を形成
したい時は、濾波によりまたはテーブル法とＤＡ変換に
より、ベースバンド信号をまず最初に相応に形成する必
要がある。次に搬送周波数を乗算する。ベースバンドが
−１と＋１との間の値範囲を取る時は、乗算の直後に、
変調された搬送波が得られる。本来の乗算器ではなく例
えばリング混合器も使用できる。この場合は続いて高調
波を濾波除去する必要がある。横軸位相偏移変調器（Ｑ
ＰＳＫ）とオフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）の場合
は、図２の公知の装置が使用されることが多い。この装
置においては、２つの直角関係の個別信号の加算により
合成信号が得られる。ソフトな移行の場合の状態は、前
もって処理された２進の場合に相応する。ＧＭＳＫはさ
らに、所定のＢＴ積を有するオフセットＱＰＳＫともみ
なせる、すなわち適切なＢＴ積を有するベースバンドフ
ィルタの出力側で、変調信号のＩ成分とＱ成分との間に
必要とされるオフセットが付加的に必要とされる時は、
ＱＰＳＫ変調器を使用できる。そのため正確に監視され
る位相偏位が形成され、さらに必要とされる変調指数ｈ
＝０．５が著しく精確に維持できる。
【０００６】この種の変調器の出力信号は次の式
（１）、（２）で表わせる：
（１）、（２）で表わせる：
【０００７】
【数１】
【０００８】
【数２】
【０００９】ただしｓ（ｔ）は時間関数、ＥBはビット
当りのエネルギー、Ｔはビット長さ、φ（ｔ）は瞬時の
位相、ｈは変調指数、ａはｉ番目のビット（±１）の
値、ｇ（ｔ）は位相の時間経過を示す。
当りのエネルギー、Ｔはビット長さ、φ（ｔ）は瞬時の
位相、ｈは変調指数、ａはｉ番目のビット（±１）の
値、ｇ（ｔ）は位相の時間経過を示す。
【００１０】
【発明の解決すべき問題点】本発明の課題は、いずれに
しても周波数発生のために必要とされる回路素子を共用
可能にすることによりわずかな費用で、簡単かつ経済的
なディジタル変調器を提供することである。
しても周波数発生のために必要とされる回路素子を共用
可能にすることによりわずかな費用で、簡単かつ経済的
なディジタル変調器を提供することである。
【００１１】
【問題点を解決するための手段】この課題は本発明によ
り次のようにして解決されている。即ち、例えば電圧で
制御される水晶発振器の出力側が固定分周器の入力側と
接続されており、該固定分周器の出力側が第１の可調整
の分周器の入力側と接続されており、該可調整の分周器
は弁別器および第２の可調整の分周器と共通に初期化さ
れ、前記第１の可調整の分周器が弁別器の一方の入力側
と接続されており、弁別器の他方の入力側が第２の可調
整の分周器を介して、電圧で調整される発振器ＶＣＯの
出力側と接続されており、弁別器の出力側がループフィ
ルタを介して加算器の入力側と接続されており、該加算
器の出力側がＶＣＯと接続されており、該ＶＣＯの出力
側から出力信号が取り出される。
り次のようにして解決されている。即ち、例えば電圧で
制御される水晶発振器の出力側が固定分周器の入力側と
接続されており、該固定分周器の出力側が第１の可調整
の分周器の入力側と接続されており、該可調整の分周器
は弁別器および第２の可調整の分周器と共通に初期化さ
れ、前記第１の可調整の分周器が弁別器の一方の入力側
と接続されており、弁別器の他方の入力側が第２の可調
整の分周器を介して、電圧で調整される発振器ＶＣＯの
出力側と接続されており、弁別器の出力側がループフィ
ルタを介して加算器の入力側と接続されており、該加算
器の出力側がＶＣＯと接続されており、該ＶＣＯの出力
側から出力信号が取り出される。
【００１２】
【実施例】本発明による、図１に示されている、陸上移
動機器のためのＰＬＬ周波数準備処理装置は、わずかな
拡張により周波数変調ＦＭに対して適している。このこ
とはアナログＦＭにもディジタルＦＭにも当てはまる。
そのためアナログ位相変調器ＰＭは低周波信号すなわち
ベースバンド信号を変調前に微分することによっても、
実現できる。実際には、周波数特性＋６ｄＢ／オクター
ブを有する低周波増幅器を介して低周波信号が転送され
る。本発明によればこのＰＬＬ回路はディジタルＰＭに
対しても適する。ＰＬＬが定常状態にある時は次の式が
適用される：
動機器のためのＰＬＬ周波数準備処理装置は、わずかな
拡張により周波数変調ＦＭに対して適している。このこ
とはアナログＦＭにもディジタルＦＭにも当てはまる。
そのためアナログ位相変調器ＰＭは低周波信号すなわち
ベースバンド信号を変調前に微分することによっても、
実現できる。実際には、周波数特性＋６ｄＢ／オクター
ブを有する低周波増幅器を介して低周波信号が転送され
る。本発明によればこのＰＬＬ回路はディジタルＰＭに
対しても適する。ＰＬＬが定常状態にある時は次の式が
適用される：
【００１３】
【数３】
【００１４】
【数４】
【００１５】この種の回路の基準周波数は通常の陸上移
動機器の場合は１０ｋＨｚ（例えば２０ｋＨｚ配列パタ
ーンにおけるこの範囲の半分のオフセットのため）の値
を有する、または、通有の１０，１２．５および２５ｋ
Ｈｚの配列パターンを形成可能にする目的で１２．５ま
たは２５ｋＨｚの値を有する。さらにＧＳＭシステムに
おいては２００ｋＨｚである。ループ遮断周波数は基準
周波数の１％以下である。何故ならばそうしないと、基
準周波数に起因する、発生された周波の帯域波の十分な
抑圧が行なえないからである。そのため通常の移動無線
機器に対しては１００ｋＨｚ以下の遮断周波数が形成さ
れ、ＧＳＭ移動電話に対しては２ｋＨｚ以下の遮断周波
数が形成される。
動機器の場合は１０ｋＨｚ（例えば２０ｋＨｚ配列パタ
ーンにおけるこの範囲の半分のオフセットのため）の値
を有する、または、通有の１０，１２．５および２５ｋ
Ｈｚの配列パターンを形成可能にする目的で１２．５ま
たは２５ｋＨｚの値を有する。さらにＧＳＭシステムに
おいては２００ｋＨｚである。ループ遮断周波数は基準
周波数の１％以下である。何故ならばそうしないと、基
準周波数に起因する、発生された周波の帯域波の十分な
抑圧が行なえないからである。そのため通常の移動無線
機器に対しては１００ｋＨｚ以下の遮断周波数が形成さ
れ、ＧＳＭ移動電話に対しては２ｋＨｚ以下の遮断周波
数が形成される。
【００１６】変調のために最も簡単な構成として、ルー
プフィルタの出力側で信号電圧がループ調整電圧へ加算
される。そのためループ遮断周波数の上側の全部の変調
成分が直接作用するようになり、他方、下側では負帰還
が行なわれる。即ちこの方式は、ループ遮断周波数以下
の非変調成分のまたは変調周波数の導入を許容しない。
しかし有利に、通常のＰＬＬシンセサイザーを簡単な手
段で、これがアナログＦＭの形成用に使用できるよう
に、拡張可能となる。この方式の欠点はピーク偏移を明
確に設定しなければならないことである。しかし基本的
には正確には定められずかつ精確には一定に維持できな
い。何故ならば最大偏移は、温度または老化に起因する
ドリフトは別として、非直線的なＶＣＯ特性曲線に起因
してその都度のＶＣＯ周波数に依存するからである。
プフィルタの出力側で信号電圧がループ調整電圧へ加算
される。そのためループ遮断周波数の上側の全部の変調
成分が直接作用するようになり、他方、下側では負帰還
が行なわれる。即ちこの方式は、ループ遮断周波数以下
の非変調成分のまたは変調周波数の導入を許容しない。
しかし有利に、通常のＰＬＬシンセサイザーを簡単な手
段で、これがアナログＦＭの形成用に使用できるよう
に、拡張可能となる。この方式の欠点はピーク偏移を明
確に設定しなければならないことである。しかし基本的
には正確には定められずかつ精確には一定に維持できな
い。何故ならば最大偏移は、温度または老化に起因する
ドリフトは別として、非直線的なＶＣＯ特性曲線に起因
してその都度のＶＣＯ周波数に依存するからである。
【００１７】例えば受信機補助周波数と送信周波数との
間の必要な偏移を実現する目的で、またはループ化解決
手段では十分でない（例えば同時送受信機器のための周
波数準備処理の場合）ために、ＰＬＬ周波数準備処理が
用いられその周波数が他の周波数と混合される時は、基
準周波数が数ＭＨｚであることが多い。しかしこの場
合、ベースバンドの遮断周波数を上回るループ遮断周波
数を実現できる。この場合、これは、マイクロフォン効
果等も著しく容易に優勢を占めるため、変調が著しく効
果的に、それに応じて高く設けられている基準周波数を
越えて調整ループの中へ案内可能となり、そのためこの
変調をＶＣＯ周波へ直接伝送できる。ループがさらに分
周器を含む時は、偏移幅ΔＦを縮少または拡大も行なえ
る。このことは困難なく式（１）と図１から導出され
る。
間の必要な偏移を実現する目的で、またはループ化解決
手段では十分でない（例えば同時送受信機器のための周
波数準備処理の場合）ために、ＰＬＬ周波数準備処理が
用いられその周波数が他の周波数と混合される時は、基
準周波数が数ＭＨｚであることが多い。しかしこの場
合、ベースバンドの遮断周波数を上回るループ遮断周波
数を実現できる。この場合、これは、マイクロフォン効
果等も著しく容易に優勢を占めるため、変調が著しく効
果的に、それに応じて高く設けられている基準周波数を
越えて調整ループの中へ案内可能となり、そのためこの
変調をＶＣＯ周波へ直接伝送できる。ループがさらに分
周器を含む時は、偏移幅ΔＦを縮少または拡大も行なえ
る。このことは困難なく式（１）と図１から導出され
る。
【００１８】
【数５】
【００１９】発生される周波数に対して大抵は著しくき
びしい精度要求を維持すべきため、変調される基準発振
器は高度に精確なＶＣＸＯとして実施する必要がある。
基準発振器が、監視されるかつ正確に定められるアナロ
グのまたはディジタルのＦＭまたはＰＭを発生できる時
は、このＦＭ，ＰＭは、必要に応じて式(３)に示されて
いるように分周比の乗算の下に次にＰＬＬによりＶＣＯ
へ転送可能となる。
びしい精度要求を維持すべきため、変調される基準発振
器は高度に精確なＶＣＸＯとして実施する必要がある。
基準発振器が、監視されるかつ正確に定められるアナロ
グのまたはディジタルのＦＭまたはＰＭを発生できる時
は、このＦＭ，ＰＭは、必要に応じて式(３)に示されて
いるように分周比の乗算の下に次にＰＬＬによりＶＣＯ
へ転送可能となる。
【００２０】各々のＶＣＯ周波数変化は各々のＶＣＸＯ
周波数変化へ直接追従するため、このことは、周波数変
化の速度がループ遮断周波数により設定される限界を下
回る限り、位相偏移または周波数偏移に対しても当ては
まる。他方、ハードな移行に対してはループフィルタ作
用により円滑化できる。この目的でもちろんループ内で
任意のフィルタを使用できない。何故ならばＰＬＬの安
定条件にもとづいて所定の機種のフィルタしか許容され
ないからである。
周波数変化へ直接追従するため、このことは、周波数変
化の速度がループ遮断周波数により設定される限界を下
回る限り、位相偏移または周波数偏移に対しても当ては
まる。他方、ハードな移行に対してはループフィルタ作
用により円滑化できる。この目的でもちろんループ内で
任意のフィルタを使用できない。何故ならばＰＬＬの安
定条件にもとづいて所定の機種のフィルタしか許容され
ないからである。
【００２１】この種の調整ループは受信機においても、
ＶＣＯをＰＬＬを用いて中間周波段へ接続することによ
り、中間周波領域において復調のために使用できる。中
間周波信号の周波数情報および位相情報は次に復調ＰＬ
Ｌの調整電圧へ転送されてベースバンドとしてこれから
分離できる。ループ遮断周波数の適切な設計により、復
調時のＳ／Ｎ比も最適化できる。
ＶＣＯをＰＬＬを用いて中間周波段へ接続することによ
り、中間周波領域において復調のために使用できる。中
間周波信号の周波数情報および位相情報は次に復調ＰＬ
Ｌの調整電圧へ転送されてベースバンドとしてこれから
分離できる。ループ遮断周波数の適切な設計により、復
調時のＳ／Ｎ比も最適化できる。
【００２２】本発明の構成において横軸位相偏移変調
（ＱＰＳＫ）の場合は、基準路において必要とされる位
相跳躍的変化±π／２と±πを実現する目的で、分周器
が用いられる。この分周器の入力周波数は、位相比較器
において必要とされる比較周波数の４倍である。分周器
は分周比ｍ1＝２，３，４，５，６へ設定可能である。
この分周比は比較周波数のサイクルの開始時に位相正し
く設定する必要があり、このことは相応の分周器初期化
により達成できる。相応の比較周波側縁の発生は、分周
比の４への通常の設定の場合に、２πの後に即ち定常状
態に応じて行なわれる。他方、分周器が２，３，５また
は６へ設定されると、当該の側縁はπまたはπ／２だけ
進んでまたは遅れて現れる。ＰＬＬはＶＣＯをこの位相
位置へ遅延させるため、正確に維持される位相偏移を有
する正確な位相変調が可能となる。所定の例えば＋π／
２の位相跳躍的変化を形成する目的で、変調を実施する
基準分周器を１サイクルの間は分周比３へ設定する必要
があり、このサイクル後に直ちに再び４へもどされる。
図３に示されているようにこの場合は比較周波数にハー
ドな位相跳躍的変化がπ／２だけ生ずる。この変化はＰ
ＬＬからＶＣＯへ転送される。この目的で持続的な位相
調整過程の複数個の周期が開始され、それの終りに、周
波数が一定のままＶＣＯが新たな位相位置へ移行する。
この場合この位相移行の形式はループのダイナミック特
性により設定される。このダイナミック特性は、弁別器
の位相勾配、ＶＣＯの偏移勾配、ループフィルタの特性
および分周比により定められる。この方式の欠点は位相
移行の形式が完全に自由には選定できず、そのため、変
調される信号の特性に関しておよび変調帯域幅に関して
所定の制限を伴う。そのため理想的なハードな位相切り
換えも、正確に監視可能なソフトな位相移行も可能でな
い。
（ＱＰＳＫ）の場合は、基準路において必要とされる位
相跳躍的変化±π／２と±πを実現する目的で、分周器
が用いられる。この分周器の入力周波数は、位相比較器
において必要とされる比較周波数の４倍である。分周器
は分周比ｍ1＝２，３，４，５，６へ設定可能である。
この分周比は比較周波数のサイクルの開始時に位相正し
く設定する必要があり、このことは相応の分周器初期化
により達成できる。相応の比較周波側縁の発生は、分周
比の４への通常の設定の場合に、２πの後に即ち定常状
態に応じて行なわれる。他方、分周器が２，３，５また
は６へ設定されると、当該の側縁はπまたはπ／２だけ
進んでまたは遅れて現れる。ＰＬＬはＶＣＯをこの位相
位置へ遅延させるため、正確に維持される位相偏移を有
する正確な位相変調が可能となる。所定の例えば＋π／
２の位相跳躍的変化を形成する目的で、変調を実施する
基準分周器を１サイクルの間は分周比３へ設定する必要
があり、このサイクル後に直ちに再び４へもどされる。
図３に示されているようにこの場合は比較周波数にハー
ドな位相跳躍的変化がπ／２だけ生ずる。この変化はＰ
ＬＬからＶＣＯへ転送される。この目的で持続的な位相
調整過程の複数個の周期が開始され、それの終りに、周
波数が一定のままＶＣＯが新たな位相位置へ移行する。
この場合この位相移行の形式はループのダイナミック特
性により設定される。このダイナミック特性は、弁別器
の位相勾配、ＶＣＯの偏移勾配、ループフィルタの特性
および分周比により定められる。この方式の欠点は位相
移行の形式が完全に自由には選定できず、そのため、変
調される信号の特性に関しておよび変調帯域幅に関して
所定の制限を伴う。そのため理想的なハードな位相切り
換えも、正確に監視可能なソフトな位相移行も可能でな
い。
【００２３】主分周器がｎ≠１の分周比を有する時は、
このことは式（１）と（２）により考慮される。
このことは式（１）と（２）により考慮される。
【００２４】正確に監視される位相移行を達成したい時
は、所望の位相跳躍的変化Δφを所定数ｐの個々のステ
ップδφｉからまとめる必要がある：
は、所望の位相跳躍的変化Δφを所定数ｐの個々のステ
ップδφｉからまとめる必要がある：
【００２５】
【数６】
【００２６】部分位相跳躍的変化δφｉを所望のように
異なるように形成することにより即ちｉに相応に依存さ
せることにより、所望の連続的な位相経過への任意の階
段状の近似化を達成できる。式（５）で示される限界移
行は所望の移行を理論的には任意に生ぜさせるが、実際
は近似的にしか実現できない。
異なるように形成することにより即ちｉに相応に依存さ
せることにより、所望の連続的な位相経過への任意の階
段状の近似化を達成できる。式（５）で示される限界移
行は所望の移行を理論的には任意に生ぜさせるが、実際
は近似的にしか実現できない。
【００２７】
【数７】
【００２８】しかしループフィルタの特性の相応の選択
により部分位相跳躍的変化を、所望の経過への良好な近
似化が達成される限り、なめらかにできる。この目的
で、わずかな臨界以下の跳躍応動は最良の妥協となろ
う。
により部分位相跳躍的変化を、所望の経過への良好な近
似化が達成される限り、なめらかにできる。この目的
で、わずかな臨界以下の跳躍応動は最良の妥協となろ
う。
【００２９】最適化は変調側帯波を、約−７０ｄＢまで
の当該の領域において、理論値と実際値との差が無視で
きるまで、低減させることにより行なう必要がある。
の当該の領域において、理論値と実際値との差が無視で
きるまで、低減させることにより行なう必要がある。
【００３０】例えばＰステップでπ／２の位相跳躍的変
化を行なうべき時はおよび最大の位相跳躍的変化±πを
可能にすべき時は、可調整の分周器が分周比を２Ｐから
６Ｐまで変化できる；場合により主分周係数ｎを相応に
考慮する必要がある。実現可能な階段曲線を位相経過の
目標曲線へ所望のように良好に近似化を達成する目的
で、一定の位相跳躍的変化の場合に時間間隔を図４のよ
うに適切に変化させる必要がある。他方、固定の時間パ
ターンで動作させるべき時は、ステップ幅を一定にして
よいのではなく図５のように相応に変化できる。しかし
このことは変調分周器の分周器入力周波数を十分に減衰
させ、これにより、最大に可能な分周器入力周波数への
近似化の結果、実現可能な限界へ突き当たることを意味
する。そのため固定の部分位相跳躍的変化と可変の時間
間隔の利用が行なわれる。
化を行なうべき時はおよび最大の位相跳躍的変化±πを
可能にすべき時は、可調整の分周器が分周比を２Ｐから
６Ｐまで変化できる；場合により主分周係数ｎを相応に
考慮する必要がある。実現可能な階段曲線を位相経過の
目標曲線へ所望のように良好に近似化を達成する目的
で、一定の位相跳躍的変化の場合に時間間隔を図４のよ
うに適切に変化させる必要がある。他方、固定の時間パ
ターンで動作させるべき時は、ステップ幅を一定にして
よいのではなく図５のように相応に変化できる。しかし
このことは変調分周器の分周器入力周波数を十分に減衰
させ、これにより、最大に可能な分周器入力周波数への
近似化の結果、実現可能な限界へ突き当たることを意味
する。そのため固定の部分位相跳躍的変化と可変の時間
間隔の利用が行なわれる。
【００３１】本発明の回路は一定の振幅による位相（ま
たは周波数）変調を行なうため、位相変調のスペクトル
は簡単に表わされる。
たは周波数）変調を行なうため、位相変調のスペクトル
は簡単に表わされる。
【００３２】公知のように、高調波信号による周波数変
調に対して次の式が適用される：
調に対して次の式が適用される：
【００３３】
【数８】
【００３４】
【数９】
【００３５】
【数１０】
【００３６】非高調波の周期的な変調信号はフーリエ数
列として表現可能であり、そのため奇関数の場合は簡単
化のために次の式へ制限する必要がある。
列として表現可能であり、そのため奇関数の場合は簡単
化のために次の式へ制限する必要がある。
【００３７】
【数１１】
【００３８】
【数１２】
【００３９】ここで示された関係に対して、次の近似が
用いられることを前提とできる：
用いられることを前提とできる：
【００４０】
【数１３】
【００４１】位相跳躍的変化に起因する切り換えスペク
トルに対して次の式が適用される：
トルに対して次の式が適用される：
【００４２】
【数１４】
【００４３】上述の７０ｄＢｃ条件を維持可能にする目
的で、式（１２）に示されている様に、部分位相跳躍変
化が適切に選定される。これが十分に小さいと、位相段
のソフト化作動を理論的には省略さえできる。実際は有
利な妥協が講ぜられる。
的で、式（１２）に示されている様に、部分位相跳躍変
化が適切に選定される。これが十分に小さいと、位相段
のソフト化作動を理論的には省略さえできる。実際は有
利な妥協が講ぜられる。
【００４４】デイジタル形式の周波数変調のための本発
明の回路の使用の際に分周比は、相応の周波数を発生す
べきように、変化される。中間周波数からはじめて次に
両側への偏移が可能となる。変調の形式のために切り換
え可能な基準分周器が用いられる時は、その分周比ｍは
逆比例で関与する。何故ならばｆｖ≒１／ｍだからであ
る。ｍ≪ｎである限りこの影響はほとんど役割を果さな
い。他方、現用の分周器も変調の目的で使用可能な時は
この問題が省略される、何故ｆｖ≒ｎとなるからであ
る。ハードな周波数切り換えではなくソフトな周波数移
行を達成するためには、前述のようにループフィルタの
適切な寸法選定が行なわれ、さらに必要に応じて周波数
切り換えが複数個の中間ステップを介して行なわれる。
明の回路の使用の際に分周比は、相応の周波数を発生す
べきように、変化される。中間周波数からはじめて次に
両側への偏移が可能となる。変調の形式のために切り換
え可能な基準分周器が用いられる時は、その分周比ｍは
逆比例で関与する。何故ならばｆｖ≒１／ｍだからであ
る。ｍ≪ｎである限りこの影響はほとんど役割を果さな
い。他方、現用の分周器も変調の目的で使用可能な時は
この問題が省略される、何故ｆｖ≒ｎとなるからであ
る。ハードな周波数切り換えではなくソフトな周波数移
行を達成するためには、前述のようにループフィルタの
適切な寸法選定が行なわれ、さらに必要に応じて周波数
切り換えが複数個の中間ステップを介して行なわれる。
【００４５】実施例においてＧＭＳＫ変調器のまたは位
相変調器の実際の実現を説明すべきである。
相変調器の実際の実現を説明すべきである。
【００４６】この目的で、固定の位相跳躍的変化および
可変の時間間隔により動作させることが、提案される。
例えば必要に応じて１０゜の跳躍的変化から開始可能と
すると、即ち変調分周器の入力側に３６倍の比較周波数
を設けなければならないとしたら、分周比は３５から３
７まで設定可能にしなければならなくなる。
可変の時間間隔により動作させることが、提案される。
例えば必要に応じて１０゜の跳躍的変化から開始可能と
すると、即ち変調分周器の入力側に３６倍の比較周波数
を設けなければならないとしたら、分周比は３５から３
７まで設定可能にしなければならなくなる。
【００４７】ベースバンド信号の形式は、テーブル法を
介してＲＯＭを用いて、その都度に必要とされる分周比
へ変換される。この場合、その都度に必要とされる時間
間隔を形成する目的で、正確な時間区分が必要とされ
る。このことは第２のＲＯＭの中の第２のテーブルを用
いて処理される；もちろん両方のＲＯＭをまとめること
もできる。比較周波数は、ループフィルタが一方では、
位相量子化により発生される側帯波を十分良好に抑圧で
あきるように、他方では分周周波数が優勢を占めるよう
に、選定する必要がある。
介してＲＯＭを用いて、その都度に必要とされる分周比
へ変換される。この場合、その都度に必要とされる時間
間隔を形成する目的で、正確な時間区分が必要とされ
る。このことは第２のＲＯＭの中の第２のテーブルを用
いて処理される；もちろん両方のＲＯＭをまとめること
もできる。比較周波数は、ループフィルタが一方では、
位相量子化により発生される側帯波を十分良好に抑圧で
あきるように、他方では分周周波数が優勢を占めるよう
に、選定する必要がある。
【００４８】本発明による回路は、デイジタル形式の位
相変調器または周波数変調器として、適切な価格で実現
できる。変調分周器の制御はもちろん著しく精確に行な
う必要があり、さらにＰＬＬループフィルタとしての値
選定は著しく入念に行なう必要がある。
相変調器または周波数変調器として、適切な価格で実現
できる。変調分周器の制御はもちろん著しく精確に行な
う必要があり、さらにＰＬＬループフィルタとしての値
選定は著しく入念に行なう必要がある。
【図１】本発明の陸上移動無線機器のためのＰＬＬ周波
数準備処理装置の実施例のブロック図である。
数準備処理装置の実施例のブロック図である。
【図２】公知の装置のブロック図である。
【図３】比較周波数の線図である。
【図４】動作の説明図である。
【図５】動作の説明図である。
ＶＣＯ 電圧で制御される発振器、 ＶＣＸＯ 電圧で
制御される水晶発振器、 Σ 加算器
制御される水晶発振器、 Σ 加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタル変調ないしディジタル伝送の
ための周波数−および位相変調器において、 例えば電圧で制御される水晶発振器（ＶＣＸＯ）の出力
側が固定分周器の入力側と接続されており、該固定分周
器の出力側が第１の可調整の分周器の入力側と接続され
ており、該可調整の分周器は弁別器および第２の可調整
の分周器と共通に初期化され、前記第１の可調整の分周
器が弁別器の一方の入力側と接続されており、弁別器の
他方の入力側が第２の可調整の分周器を介して、電圧で
調整される発振器ＶＣＯの出力側と接続されており、弁
別器の出力側がループフィルタを介して加算器（Σ）の
入力側と接続されており、該加算器の出力側がＶＣＯと
接続されており、該ＶＣＯの出力側から出力信号が取り
出されることを特徴とするディジタル変調器ないしディ
ジタル伝送のための周波数−および位相変調器。 - 【請求項２】 ４相変調器の場合は、第１の可調整の分
周器の入力周波数が、位相比較器において必要とされる
比較周波数の４倍であり、ｎ＝１およびｍ2＝１である
時に、ないしｍ1に対する当該の値がｎおよびｍ2の実際
の値に応じて選定された時は、分周器が分周比ｍ1＝
２，３，４，５，６へ設定可能である、請求項１記載の
周波数−および位相変調器。 - 【請求項３】 当該の分周器とその相応の設定調整によ
り、任意の周波数−および位相偏位が、近似的に任意の
時間経過により形成できる、請求項１記載の周波数−お
よび位相変調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4200816A DE4200816A1 (de) | 1992-01-15 | 1992-01-15 | Frequenz- und phasenmodulator fuer digitale modulatoren bzw. digitale uebertragung, insbesondere fuer funkuebertragung |
| DE4200816.6 | 1992-01-15 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05347642A true JPH05347642A (ja) | 1993-12-27 |
Family
ID=6449520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5004771A Pending JPH05347642A (ja) | 1992-01-15 | 1993-01-14 | ディジタル変調用のないしディジタル伝送用の周波数−および位相変調器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5467373A (ja) |
| EP (1) | EP0551573A3 (ja) |
| JP (1) | JPH05347642A (ja) |
| DE (1) | DE4200816A1 (ja) |
| FI (1) | FI925917A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000059172A1 (fr) * | 1999-03-31 | 2000-10-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Circuit de modulation de signal et procede de modulation de signal |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69529729D1 (de) | 1994-12-13 | 2003-04-03 | Hughes Electronics Corp | Synthetisierer hoher Präzision sowie niedrigen Phasenrauschens, mit Vektormodulator |
| US6366620B1 (en) | 1994-12-13 | 2002-04-02 | Hughes Electronics Corporation | VSAT system |
| FI98330C (fi) | 1994-12-15 | 1997-05-26 | Nokia Mobile Phones Ltd | UHF-syntesoija |
| US5812604A (en) * | 1996-07-16 | 1998-09-22 | Scientific-Atlanta, Inc. | Constant envelope continuous phase frequency shift key modulation apparatus and method at radio frequencies |
| GB9617313D0 (en) * | 1996-08-17 | 1996-09-25 | Cedardell Ltd | Transmitter controller |
| US5960405A (en) * | 1997-02-05 | 1999-09-28 | Fox Enterprises, Inc. | Worldwide marketing logistics network including strategically located centers for frequency programming crystal oscillators to customer specification |
| US5952890A (en) * | 1997-02-05 | 1999-09-14 | Fox Enterprises, Inc. | Crystal oscillator programmable with frequency-defining parameters |
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| US6002923A (en) * | 1997-11-07 | 1999-12-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Signal generation in a communications transmitter |
| US6301310B1 (en) | 1998-12-14 | 2001-10-09 | Hughes Electronics Corporation | Efficient implementation for systems using CEOQPSK |
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| DE10100555B4 (de) * | 2001-01-09 | 2004-05-27 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines phasenstarren frequenzmodulierbaren Trägerfrequenzsignals |
| FR2836612B1 (fr) * | 2002-02-22 | 2004-10-15 | Thales Sa | Procede de transmission de donnees numeriques au moyen d'un modulateur de frequence et modulateur correspondant |
| DE102004005503B4 (de) * | 2004-01-30 | 2009-11-26 | Atmel Automotive Gmbh | Verfahren zur Frequenzumsetzung und Empfänger |
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| DK1983711T3 (da) | 2007-04-17 | 2019-09-23 | Sivantos Gmbh | Digital fasemodulator og dertil svarende fremgangsmåde |
| CN104363013B (zh) * | 2014-09-02 | 2018-06-08 | 中国科学院国家授时中心 | 一种低附加噪声的频率电压转换器 |
| WO2017039374A1 (en) | 2015-09-02 | 2017-03-09 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for performing random access procedure in nb-iot carrier in wireless communication system |
| US11095295B2 (en) | 2018-06-26 | 2021-08-17 | Silicon Laboratories Inc. | Spur cancellation for spur measurement |
| US10840897B1 (en) * | 2019-10-31 | 2020-11-17 | Silicon Laboratories Inc. | Noise canceling technique for a sine to square wave converter |
| US11038521B1 (en) | 2020-02-28 | 2021-06-15 | Silicon Laboratories Inc. | Spur and quantization noise cancellation for PLLS with non-linear phase detection |
| US11316522B2 (en) | 2020-06-15 | 2022-04-26 | Silicon Laboratories Inc. | Correction for period error in a reference clock signal |
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|---|---|---|---|---|
| FR1473202A (fr) * | 1966-01-25 | 1967-03-17 | Cit Alcatel | Générateur de fréquences régulièrement échelonnées dans une très large bande |
| NL6702110A (ja) * | 1967-02-11 | 1968-08-12 | ||
| US4052672A (en) * | 1976-07-22 | 1977-10-04 | Motorola, Inc. | Extended phase-range, high fidelity modulator arrangement |
| DE2801525A1 (de) * | 1978-01-14 | 1979-07-19 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Winkelmodulierbarer oszillator |
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| JPS621322A (ja) * | 1985-06-27 | 1987-01-07 | Nec Corp | 周波数シンセサイザ |
| DE3533222A1 (de) * | 1985-09-18 | 1987-03-19 | Schlumberger Messgeraete Gmbh | Schaltungsanordnung mit einer gleichspannungsfrequenzmodulierbaren phasenregelschleife |
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- 1992-01-15 DE DE4200816A patent/DE4200816A1/de not_active Withdrawn
- 1992-10-15 EP EP19920117586 patent/EP0551573A3/de not_active Ceased
- 1992-12-29 FI FI925917A patent/FI925917A/fi unknown
-
1993
- 1993-01-14 JP JP5004771A patent/JPH05347642A/ja active Pending
- 1993-01-15 US US08/005,890 patent/US5467373A/en not_active Expired - Fee Related
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| WO2000059172A1 (fr) * | 1999-03-31 | 2000-10-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Circuit de modulation de signal et procede de modulation de signal |
| US6914943B2 (en) | 1999-03-31 | 2005-07-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal modulation circuit and signal modulation method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0551573A2 (de) | 1993-07-21 |
| FI925917A0 (fi) | 1992-12-29 |
| US5467373A (en) | 1995-11-14 |
| DE4200816A1 (de) | 1993-07-22 |
| FI925917A (fi) | 1993-07-16 |
| EP0551573A3 (en) | 1993-09-08 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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