JPH05103482A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- JPH05103482A JPH05103482A JP3256470A JP25647091A JPH05103482A JP H05103482 A JPH05103482 A JP H05103482A JP 3256470 A JP3256470 A JP 3256470A JP 25647091 A JP25647091 A JP 25647091A JP H05103482 A JPH05103482 A JP H05103482A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】安定でかつ転流失敗の継続を防止できる電力変
換器の制御装置を得ることにある。 【構成】交流系統の３相交流電圧の瞬時値をサンプリン
グする手段と、サンプリング値を記憶する手段と、サン
プリング値を相互に比較して半サイクル毎に３相各々の
交流電圧の符号の反転を検出する手段と、交流電圧の符
号が反転した前後の複数の交流電圧サンプリング値を３
相各々加算する手段と、３相のサンプリング値の和の各
々にバイアスを加える手段と、交流電圧基本波実効値の
３相平均値を検出する手段と、前記バイアスを加えられ
た値と基本波実効値の３相平均値の内の最小値を選んで
交流電圧検出値とする交流電圧検出手段とを備えてい
る。
換器の制御装置を得ることにある。 【構成】交流系統の３相交流電圧の瞬時値をサンプリン
グする手段と、サンプリング値を記憶する手段と、サン
プリング値を相互に比較して半サイクル毎に３相各々の
交流電圧の符号の反転を検出する手段と、交流電圧の符
号が反転した前後の複数の交流電圧サンプリング値を３
相各々加算する手段と、３相のサンプリング値の和の各
々にバイアスを加える手段と、交流電圧基本波実効値の
３相平均値を検出する手段と、前記バイアスを加えられ
た値と基本波実効値の３相平均値の内の最小値を選んで
交流電圧検出値とする交流電圧検出手段とを備えてい
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数変換設備あるい
は直流送電設備等の直流連系設備の電力変換器余裕角制
御に用いる交流電圧検出器を備えた電力変換器の制御装
置に関する。
は直流送電設備等の直流連系設備の電力変換器余裕角制
御に用いる交流電圧検出器を備えた電力変換器の制御装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来の直流送電設備の電力変換
器の制御装置の概略構成を示すブロックである。電力変
換器１Ａ，１Ｂの直流側は、各々直流リアクトル２を介
して接続され、各変換器１Ａ，１Ｂの交流側は、変換器
用変圧器３Ａ，３Ｂ、遮断器４Ａ，４Ｂを介して、各々
の交流系統５Ａ，５Ｂに接続されている。
器の制御装置の概略構成を示すブロックである。電力変
換器１Ａ，１Ｂの直流側は、各々直流リアクトル２を介
して接続され、各変換器１Ａ，１Ｂの交流側は、変換器
用変圧器３Ａ，３Ｂ、遮断器４Ａ，４Ｂを介して、各々
の交流系統５Ａ，５Ｂに接続されている。
【０００３】従来、電力変換器１Ａ，１Ｂの制御装置と
して、定電力制御回路（ＡＰＲ）６、定電流制御回路７
Ａ，７Ｂ、定電圧制御回路８Ａ，８Ｂ、定余裕角制御回
路（ＡγＲ）９Ａ，９Ｂを具備している。
して、定電力制御回路（ＡＰＲ）６、定電流制御回路７
Ａ，７Ｂ、定電圧制御回路８Ａ，８Ｂ、定余裕角制御回
路（ＡγＲ）９Ａ，９Ｂを具備している。
【０００４】定電力制御回路６は、電力変換器１Ａ，１
Ｂの扱う電力が有効電力設定器１０の出力である電力基
準信号に追従するよう、定電流制御回路（ＡＣＲ）７
Ａ，７Ｂに与える電流基準信号を決定する。この際、定
電力制御回路６への有効電力フィードバック信号は、有
効電力検出器１１Ａ，１１Ｂの内、逆変換器として動作
している変換器に接続している検出器の出力信号を選択
スイッチ１２により選択する。
Ｂの扱う電力が有効電力設定器１０の出力である電力基
準信号に追従するよう、定電流制御回路（ＡＣＲ）７
Ａ，７Ｂに与える電流基準信号を決定する。この際、定
電力制御回路６への有効電力フィードバック信号は、有
効電力検出器１１Ａ，１１Ｂの内、逆変換器として動作
している変換器に接続している検出器の出力信号を選択
スイッチ１２により選択する。
【０００５】定電流制御回路７Ａ，７Ｂは、定電力制御
回路６の出力である電流基準信号に従い、直流回路に流
れる電流を一定に制御する。直流電流のフィードバック
信号は、直流電流検出器１３Ａ，１３Ｂの出力信号であ
る。ここで、電流マージン基準値用のスイッチ１４Ａ，
１４Ｂにより、逆変換器として動作している変換器の定
電流制御回路７Ａ，７Ｂのみに、電流マージン設定器１
５Ａ，１５Ｂの出力である電流マージンを入力する。
回路６の出力である電流基準信号に従い、直流回路に流
れる電流を一定に制御する。直流電流のフィードバック
信号は、直流電流検出器１３Ａ，１３Ｂの出力信号であ
る。ここで、電流マージン基準値用のスイッチ１４Ａ，
１４Ｂにより、逆変換器として動作している変換器の定
電流制御回路７Ａ，７Ｂのみに、電流マージン設定器１
５Ａ，１５Ｂの出力である電流マージンを入力する。
【０００６】定電圧制御回路（ＡＶＲ）８Ａ，８Ｂは、
電圧設定器１６Ａ，１６Ｂの出力である電圧基準信号に
従い、直流回路の電圧を一定に制御する。直流電圧のフ
ィードバック信号は、直流電圧検出器１７の出力信号で
ある。
電圧設定器１６Ａ，１６Ｂの出力である電圧基準信号に
従い、直流回路の電圧を一定に制御する。直流電圧のフ
ィードバック信号は、直流電圧検出器１７の出力信号で
ある。
【０００７】定余裕角制御回路９Ａ，９Ｂは、余裕角設
定器１８Ａ，１８Ｂの余裕角基準信号に電力変換器１
Ａ，１Ｂの余裕角が追従するよう制御角を決定する。具
体的には、直流電流検出器１３Ａ，１３Ｂからの直流電
流のフィードバック信号、交流系統５Ａ，５Ｂの交流電
圧を検出する交流電圧検出器１９Ａ，１９Ｂの出力であ
る交流電圧信号、変換器用変圧器３Ａ，３Ｂの転流リア
クタンス及び余裕角基準信号から下式により制御角を演
算する。 cos（β）＝cos(γ）−Ｘt ・Ｉd ／Ｅac …（１） ただし、β＝π−α α：制御角 γ：余裕角 Ｘt ：転流リアクタンス（pu値） Ｉd ：直流電流（pu値） Ｅac：交流電圧（pu値）
定器１８Ａ，１８Ｂの余裕角基準信号に電力変換器１
Ａ，１Ｂの余裕角が追従するよう制御角を決定する。具
体的には、直流電流検出器１３Ａ，１３Ｂからの直流電
流のフィードバック信号、交流系統５Ａ，５Ｂの交流電
圧を検出する交流電圧検出器１９Ａ，１９Ｂの出力であ
る交流電圧信号、変換器用変圧器３Ａ，３Ｂの転流リア
クタンス及び余裕角基準信号から下式により制御角を演
算する。 cos（β）＝cos(γ）−Ｘt ・Ｉd ／Ｅac …（１） ただし、β＝π−α α：制御角 γ：余裕角 Ｘt ：転流リアクタンス（pu値） Ｉd ：直流電流（pu値） Ｅac：交流電圧（pu値）
【０００８】定電流制御回路７Ａ，７Ｂ、定電圧制御回
路８Ａ，８Ｂ及び定余裕角制御回路９Ａ，９Ｂの出力
は、制御角進み優先回路２０Ａ，２０Ｂに入力し、最も
制御角の進んだものが選択される。この制御角進み優先
回路２０Ａ，２０Ｂ及び前述のスイッチ１４Ａ，１４Ｂ
により、通常、整流器運転側の電力変換器例えば１Ａは
定電流制御、例えば交流側の逆電力変換器１Ｂは定電圧
制御または定余裕角制御により運転する。即ち、スイッ
チ１４Ａを開とし、スイッチ１４Ｂを閉として、前記制
御角進み優先回路２０Ａは、定電流制御回路７Ａの出力
を選択し、制御角進み優先回路２０Ｂは、定電圧制御回
路８Ｂまたは定余裕角制御回路９Ｂの出力の内、制御角
として進んでいる方の出力を選択するように制御する。
路８Ａ，８Ｂ及び定余裕角制御回路９Ａ，９Ｂの出力
は、制御角進み優先回路２０Ａ，２０Ｂに入力し、最も
制御角の進んだものが選択される。この制御角進み優先
回路２０Ａ，２０Ｂ及び前述のスイッチ１４Ａ，１４Ｂ
により、通常、整流器運転側の電力変換器例えば１Ａは
定電流制御、例えば交流側の逆電力変換器１Ｂは定電圧
制御または定余裕角制御により運転する。即ち、スイッ
チ１４Ａを開とし、スイッチ１４Ｂを閉として、前記制
御角進み優先回路２０Ａは、定電流制御回路７Ａの出力
を選択し、制御角進み優先回路２０Ｂは、定電圧制御回
路８Ｂまたは定余裕角制御回路９Ｂの出力の内、制御角
として進んでいる方の出力を選択するように制御する。
【０００９】各々の制御角進み優先回路２０Ａ，２０Ｂ
の出力は、位相制御回路２１Ａ，２１Ｂに入力され、こ
こで変換器の点弧タイミングを決めるパルス信号に変換
され、パルス増幅回路２２Ａ，２２Ｂを介して各変換器
にゲートパルス信号として与えられるように構成されて
いる。
の出力は、位相制御回路２１Ａ，２１Ｂに入力され、こ
こで変換器の点弧タイミングを決めるパルス信号に変換
され、パルス増幅回路２２Ａ，２２Ｂを介して各変換器
にゲートパルス信号として与えられるように構成されて
いる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】図５の制御回路をディ
ジタル演算にておこなう場合、従来の交流電圧検出器１
９Ａ，１９Ｂは、サンプリング値を数サイクル分用いて
演算するため、交流電圧の変動に対しての応答が秒ある
いは１／１０秒のオーダーであったため、次のような不
具合があった。
ジタル演算にておこなう場合、従来の交流電圧検出器１
９Ａ，１９Ｂは、サンプリング値を数サイクル分用いて
演算するため、交流電圧の変動に対しての応答が秒ある
いは１／１０秒のオーダーであったため、次のような不
具合があった。
【００１１】交流電圧が急激に変動した場合、特に電圧
が低下した場合、電力変換器１Ａ，１Ｂにとっては余裕
角が急激に減少することになり、転流失敗にいたる。も
し、交流電圧検出器１９Ａ，１９Ｂの応答が遅い場合に
は、定余裕角制御回路９Ａ，９Ｂによる制御角の進めが
遅くなるため、転流失敗が継続することになる。転流失
敗が継続すると、直流回路及び交流系統の電圧、電流が
様々に変化し交流系統に対し動揺を与え悪影響を及ぼす
恐れがある。本発明は、安定でかつ転流失敗の継続を防
止できる電力変換器の制御装置を提供することを目的と
する。
が低下した場合、電力変換器１Ａ，１Ｂにとっては余裕
角が急激に減少することになり、転流失敗にいたる。も
し、交流電圧検出器１９Ａ，１９Ｂの応答が遅い場合に
は、定余裕角制御回路９Ａ，９Ｂによる制御角の進めが
遅くなるため、転流失敗が継続することになる。転流失
敗が継続すると、直流回路及び交流系統の電圧、電流が
様々に変化し交流系統に対し動揺を与え悪影響を及ぼす
恐れがある。本発明は、安定でかつ転流失敗の継続を防
止できる電力変換器の制御装置を提供することを目的と
する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は前記目的を達成
するため、交流系統の３相交流電圧の瞬時値をサンプリ
ングする手段と、サンプリング値を記憶する手段と、サ
ンプリング値を相互に比較して半サイクル毎に３相各々
の交流電圧の符号の反転を検出する手段と、交流電圧の
符号が反転した前後の複数の交流電圧サンプリング値を
３相各々加算する手段と、３相のサンプリング値の和の
各々にバイアスを加える手段と、交流電圧基本波実効値
の３相平均値を検出する手段と、前記バイアスを加えら
れた値と基本波実効値の３相平均値の内の最小値を選ん
で交流電圧検出値とする交流電圧検出手段とからなって
いる。
するため、交流系統の３相交流電圧の瞬時値をサンプリ
ングする手段と、サンプリング値を記憶する手段と、サ
ンプリング値を相互に比較して半サイクル毎に３相各々
の交流電圧の符号の反転を検出する手段と、交流電圧の
符号が反転した前後の複数の交流電圧サンプリング値を
３相各々加算する手段と、３相のサンプリング値の和の
各々にバイアスを加える手段と、交流電圧基本波実効値
の３相平均値を検出する手段と、前記バイアスを加えら
れた値と基本波実効値の３相平均値の内の最小値を選ん
で交流電圧検出値とする交流電圧検出手段とからなって
いる。
【００１３】
【作用】本発明によれば、３相交流電圧のサンプリング
値の和の各々にバイアスを加えた値と、３相交流電圧の
基本波実効値の３相平均値の内の最小値を選択するよう
にしたので、定常状態では、制御角は不要に変動するこ
となく、安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく
低下したときには、サンプリング値の和に基づいて制御
角が演算し、高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止
できる。
値の和の各々にバイアスを加えた値と、３相交流電圧の
基本波実効値の３相平均値の内の最小値を選択するよう
にしたので、定常状態では、制御角は不要に変動するこ
となく、安定に制御でき、また交流電圧が急激に大きく
低下したときには、サンプリング値の和に基づいて制御
角が演算し、高速に制御角を進め転流失敗の維持を防止
できる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は、本発明の一実施例の要部のみを示
すブロック図である。図１は、図５中の電力変換器１Ａ
の定余裕角制御回路９Ａの部分を中心に描いたものであ
り、図５と同じ要素には同じ符号を符してある。なお、
電力変換器１Ｂについても、同様な構成が適用されるの
は、いうまでもない。
て説明する。図１は、本発明の一実施例の要部のみを示
すブロック図である。図１は、図５中の電力変換器１Ａ
の定余裕角制御回路９Ａの部分を中心に描いたものであ
り、図５と同じ要素には同じ符号を符してある。なお、
電力変換器１Ｂについても、同様な構成が適用されるの
は、いうまでもない。
【００１５】交流電圧検出器１９Ａは、サンプリング回
路１９１ＡＲ，１９１ＡＳ，１９１ＡＴと記憶回路１９
２Ａと記憶されたサンプリング値を処理するプログラム
を内蔵したマイクロコンピュータ１９３Ａ、マイクロコ
ンピュータ１９３Ａの出力インターフェース１９４Ａと
からなっていて、これらは次のような機能を有してい
る。
路１９１ＡＲ，１９１ＡＳ，１９１ＡＴと記憶回路１９
２Ａと記憶されたサンプリング値を処理するプログラム
を内蔵したマイクロコンピュータ１９３Ａ、マイクロコ
ンピュータ１９３Ａの出力インターフェース１９４Ａと
からなっていて、これらは次のような機能を有してい
る。
【００１６】すなわち、サンプリング回路１９１ＡＲ，
１９１ＡＳ，１９１ＡＴは、交流系統の３相交流電圧の
瞬時値を各々一サイクル当たりＮ回サンプリングする。
記憶回路１９２Ａは、該サンプリング値を取り込み、ま
た不要になったサンプリング値を捨てて、常に後述の演
算に必要な数のサンプリング値を記憶しておく。
１９１ＡＳ，１９１ＡＴは、交流系統の３相交流電圧の
瞬時値を各々一サイクル当たりＮ回サンプリングする。
記憶回路１９２Ａは、該サンプリング値を取り込み、ま
た不要になったサンプリング値を捨てて、常に後述の演
算に必要な数のサンプリング値を記憶しておく。
【００１７】マイクロコンピュータ１９３Ａは、先ず、
記憶回路１９２Ａに記憶されたサンプリング値のうちで
隣合ったものを比較し、交流電圧のゼロクロス点に最も
近いサンプリングのタイミングを決定する。次に、この
ゼロクロス点に最も近い正側Ｍ個、負側Ｍ個のサンプリ
ング値の絶対値をとり、さらにこの２Ｍ個のサンプリン
グ値の和を得る。この動作の様子を図２に示している。
記憶回路１９２Ａに記憶されたサンプリング値のうちで
隣合ったものを比較し、交流電圧のゼロクロス点に最も
近いサンプリングのタイミングを決定する。次に、この
ゼロクロス点に最も近い正側Ｍ個、負側Ｍ個のサンプリ
ング値の絶対値をとり、さらにこの２Ｍ個のサンプリン
グ値の和を得る。この動作の様子を図２に示している。
【００１８】図２は、ある１相の交流電圧の正から負へ
のゼロクロス点での動作例を示したものである。Ｎ＝２
４（サンプリング間隔が１／１２００秒）、Ｍ＝３（４
５°相当）である。図２の斜線部分の面積は、サンプリ
ング値の和にサンプリング間隔Δｔを乗じたものであ
り、これはまた、交流電圧波形の時間積分の近似値であ
る。交流電圧が１puの時のサンプリング値の和を予め計
算しておき、半サイクル毎の演算結果との比を取ること
で、交流電圧の大きさを検出できる。この原理を数式で
示したものが、次の（２），（３）式である。
のゼロクロス点での動作例を示したものである。Ｎ＝２
４（サンプリング間隔が１／１２００秒）、Ｍ＝３（４
５°相当）である。図２の斜線部分の面積は、サンプリ
ング値の和にサンプリング間隔Δｔを乗じたものであ
り、これはまた、交流電圧波形の時間積分の近似値であ
る。交流電圧が１puの時のサンプリング値の和を予め計
算しておき、半サイクル毎の演算結果との比を取ること
で、交流電圧の大きさを検出できる。この原理を数式で
示したものが、次の（２），（３）式である。
【００１９】図２に示すようにゼロクロス点に最も近い
正側Ｍ個、負側Ｍ個のサンプリングを行う区間につい
て、サンプリング間隔をΔｔとすると、この区間での交
流電圧の絶対値の時間積分Ｓは、次の式で与えられる。
正側Ｍ個、負側Ｍ個のサンプリングを行う区間につい
て、サンプリング間隔をΔｔとすると、この区間での交
流電圧の絶対値の時間積分Ｓは、次の式で与えられる。
【００２０】
【数１】
【００２１】即ち、交流電圧の値は、半サイクル毎に到
来してくるゼロクロス点前後のサンプリング値の和から
計算できることになる。サンプリング値の和は、３相各
々につき半サイクル毎に演算できるので、高速の交流電
圧検出が可能であり、転流失敗の防止には十分な速さで
ある。
来してくるゼロクロス点前後のサンプリング値の和から
計算できることになる。サンプリング値の和は、３相各
々につき半サイクル毎に演算できるので、高速の交流電
圧検出が可能であり、転流失敗の防止には十分な速さで
ある。
【００２２】さらに、３相の内の１相だけが電圧低下し
ても転流失敗を生ずるので、定余裕角制御に用いる交流
電圧値としては、３相各々のサンプリング値の和の内で
最も値の小さいものを選択して用いてもよい。この場
合、サンプリング値の和は３相の半サイクル毎に得られ
るので交流電圧値の選択、更新は、６０°毎に行われる
ことになる。この動作を図３に示している。
ても転流失敗を生ずるので、定余裕角制御に用いる交流
電圧値としては、３相各々のサンプリング値の和の内で
最も値の小さいものを選択して用いてもよい。この場
合、サンプリング値の和は３相の半サイクル毎に得られ
るので交流電圧値の選択、更新は、６０°毎に行われる
ことになる。この動作を図３に示している。
【００２３】さて、検出の対象である交流電圧が歪む
と、前記サンプリング値の和から得られるＳ′と（２）
式から得られるＳとの差が大きくなり、また、半サイク
ル毎に値が様々に変化するため、定余裕角制御により決
まる制御角が不要に変動する。この変動を以下のように
抑制する。
と、前記サンプリング値の和から得られるＳ′と（２）
式から得られるＳとの差が大きくなり、また、半サイク
ル毎に値が様々に変化するため、定余裕角制御により決
まる制御角が不要に変動する。この変動を以下のように
抑制する。
【００２４】バイアスを加える手段は、前述のサンプリ
ング値の変化幅よりも大きな値をバイアスとして３相の
サンプリング値の和の各々に加える。交流電圧基本波実
効値の３相平均値を検出する手段は、数サイクル分のサ
ンプリング値を用いて、応答は遅いが精度がよく、交流
電圧基本波実効値の３相平均値を検出する。定常状態で
は、前記サンプリング値の和と交流電圧基本波実効値の
３相平均値とは、大略等しいので、前記サンプリング値
の和にバイアスを加えた値は、交流電圧基本波実効値の
３相平均値に比べ大きくなる。従って、最小値を選ぶ手
段は、定常状態では、交流電圧基本波実効値の３相平均
値を、交流電圧検出値として選択する。定余裕角制御
は、交流電圧基本波実効値の３相平均値を用いて演算す
るので、制御角が不要に変動することなく、安定に制御
できる。
ング値の変化幅よりも大きな値をバイアスとして３相の
サンプリング値の和の各々に加える。交流電圧基本波実
効値の３相平均値を検出する手段は、数サイクル分のサ
ンプリング値を用いて、応答は遅いが精度がよく、交流
電圧基本波実効値の３相平均値を検出する。定常状態で
は、前記サンプリング値の和と交流電圧基本波実効値の
３相平均値とは、大略等しいので、前記サンプリング値
の和にバイアスを加えた値は、交流電圧基本波実効値の
３相平均値に比べ大きくなる。従って、最小値を選ぶ手
段は、定常状態では、交流電圧基本波実効値の３相平均
値を、交流電圧検出値として選択する。定余裕角制御
は、交流電圧基本波実効値の３相平均値を用いて演算す
るので、制御角が不要に変動することなく、安定に制御
できる。
【００２５】しかし、交流電圧が急激に大きく低下した
時には、バイアス分以上に前記サンプリング値の和が小
さくなるので、最小値を選ぶ手段は、前記サンプリング
値の和にバイアスを加えた値を選択する。即ち、過渡状
態では、定余裕角制御は前記サンプリング値の和に基ず
いて制御角を演算するので、高速に制御角を進めること
ができ、転流失敗の継続を防止できる。
時には、バイアス分以上に前記サンプリング値の和が小
さくなるので、最小値を選ぶ手段は、前記サンプリング
値の和にバイアスを加えた値を選択する。即ち、過渡状
態では、定余裕角制御は前記サンプリング値の和に基ず
いて制御角を演算するので、高速に制御角を進めること
ができ、転流失敗の継続を防止できる。
【００２６】前記マイクロコンピュータ１９３Ａは、数
サイクルのサンプリング値を用いて、応答は遅いが精度
よく、交流電圧基本波実効値の３相平均値を検出するプ
ログラムを有している。さらに、マイクロコンピュータ
１９３Ａは、サンプリング値の和にバイアスを加えた
後、交流電圧基本波実効値の３相平均値と比較し、最小
値を選ぶ。この動作のブロック図を図４（ａ）に示す。
定常状態では、サンプリング値の和から得られる交流電
圧検出値と交流電圧基本波実効値の３相平均値とは大略
等しいので、交流電圧基本波実効値の３相平均値が、交
流電圧検出値として出力インターフェースを介して図５
に示す定余裕角制御回路９Ａに出力される。
サイクルのサンプリング値を用いて、応答は遅いが精度
よく、交流電圧基本波実効値の３相平均値を検出するプ
ログラムを有している。さらに、マイクロコンピュータ
１９３Ａは、サンプリング値の和にバイアスを加えた
後、交流電圧基本波実効値の３相平均値と比較し、最小
値を選ぶ。この動作のブロック図を図４（ａ）に示す。
定常状態では、サンプリング値の和から得られる交流電
圧検出値と交流電圧基本波実効値の３相平均値とは大略
等しいので、交流電圧基本波実効値の３相平均値が、交
流電圧検出値として出力インターフェースを介して図５
に示す定余裕角制御回路９Ａに出力される。
【００２７】しかし、交流電圧が急激に大きく低下した
時には、バイアス分以上にサンプリング値の和から得ら
れる交流電圧検出値が小さくなるので、これが最小値と
して選択される。この動作を図４（ｂ）に示す。
時には、バイアス分以上にサンプリング値の和から得ら
れる交流電圧検出値が小さくなるので、これが最小値と
して選択される。この動作を図４（ｂ）に示す。
【００２８】以上説明したように本の実施例によれば、
定常状態では、定余裕角制御は、交流電圧基本波実効値
の３相平均値を用いて演算するので、制御角が不要に変
動することなく、安定に制御でき、かつ、交流電圧が急
激に大きく低下したときには、サンプリング値の和に基
づいて制御角を演算し高速に制御角を進めて転流失敗の
継続を防止できる。
定常状態では、定余裕角制御は、交流電圧基本波実効値
の３相平均値を用いて演算するので、制御角が不要に変
動することなく、安定に制御でき、かつ、交流電圧が急
激に大きく低下したときには、サンプリング値の和に基
づいて制御角を演算し高速に制御角を進めて転流失敗の
継続を防止できる。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電力変換器
の制御装置によれば、安定でかつ転流失敗の継続を防止
する定余裕角制御が可能なので、直流連系設備の運転の
信頼性を向上でき、電力系統間の電力融通による電力系
統の安定運転に寄与することができる。
の制御装置によれば、安定でかつ転流失敗の継続を防止
する定余裕角制御が可能なので、直流連系設備の運転の
信頼性を向上でき、電力系統間の電力融通による電力系
統の安定運転に寄与することができる。
【図１】本発明の一実施例の要部のみを示すブロック
図。
図。
【図２】ある１相の交流電圧検出についての本発明の動
作例を示す図。
作例を示す図。
【図３】３相の交流電圧検出についての本発明の一動作
例を示す図。
例を示す図。
【図４】サンプリング値の和から得られる交流電圧検出
値と交流電圧基本波実効値の３相平均値とから最終の交
流電圧検出値を得る方法を示す図。
値と交流電圧基本波実効値の３相平均値とから最終の交
流電圧検出値を得る方法を示す図。
【図５】従来の電力変換器の制御装置を示すブロック
図。
図。
１Ａ，１Ｂ…変換器、２…直流リアクトル、３Ａ，３Ｂ
…変換器用変圧器、４Ａ，４Ｂ…遮断器、５Ａ，５Ｂ…
交流系統、６…定電力制御回路、７Ａ，７Ｂ…定電流制
御回路、８Ａ，８Ｂ…定電圧制御回路、９Ａ，９Ｂ…定
余裕角制御回路、１０…有効電力設定器、１１Ａ，１１
Ｂ…有効電力検出器、１２…選択スイッチ、１３Ａ，１
３Ｂ…直流電流検出器、１４Ａ，１４Ｂ…スイッチ、１
５Ａ，１５Ｂ…電流マージン設定器、１６Ａ，１６Ｂ…
電圧設定器、１７…直流電圧検出器、１８Ａ，１８Ｂ…
余裕角設定器、１９Ａ，１９Ｂ…交流電圧検出器、２０
Ａ，２０Ｂ…制御角進み優先回路、２１Ａ，２１Ｂ…位
相制御回路、２２Ａ，２２Ｂ…パルス増幅回路、１９１
ＡＲ，１９１ＡＳ，１９１ＡＴ…サンプリング回路、１
９２Ａ…記憶回路、１９３Ａ…マイクロコンピュータ、
１９４Ａ…出力インターフェース。
…変換器用変圧器、４Ａ，４Ｂ…遮断器、５Ａ，５Ｂ…
交流系統、６…定電力制御回路、７Ａ，７Ｂ…定電流制
御回路、８Ａ，８Ｂ…定電圧制御回路、９Ａ，９Ｂ…定
余裕角制御回路、１０…有効電力設定器、１１Ａ，１１
Ｂ…有効電力検出器、１２…選択スイッチ、１３Ａ，１
３Ｂ…直流電流検出器、１４Ａ，１４Ｂ…スイッチ、１
５Ａ，１５Ｂ…電流マージン設定器、１６Ａ，１６Ｂ…
電圧設定器、１７…直流電圧検出器、１８Ａ，１８Ｂ…
余裕角設定器、１９Ａ，１９Ｂ…交流電圧検出器、２０
Ａ，２０Ｂ…制御角進み優先回路、２１Ａ，２１Ｂ…位
相制御回路、２２Ａ，２２Ｂ…パルス増幅回路、１９１
ＡＲ，１９１ＡＳ，１９１ＡＴ…サンプリング回路、１
９２Ａ…記憶回路、１９３Ａ…マイクロコンピュータ、
１９４Ａ…出力インターフェース。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 吉野 輝雄 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝 府中工場内 (72)発明者 堺 高見 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝 府中工場内
Claims (1)
- 【請求項１】 周波数変換設備あるいは直流送電設備の
逆変換器の余裕角制御等を行う制御装置において、当該
逆変換器を接続する交流系統の３相交流電圧の瞬時値を
サンプリングする手段と、 該サンプリング値を記憶する手段と、 前記サンプリング値を相互に比較して半サイクル毎に３
相各々の交流電圧の符号の反転を検出する手段と、 交流電圧の符号が反転した前後の複数の交流電圧サンプ
リング値を３相各々加算する手段と、 ３相のサンプリング値の和の各々にバイアスを加える手
段と、 前記交流電圧基本波実効値の３相平均値を検出する手段
と、 前記バイアスを加えられた値と基本波実効値の３相平均
値の内の最小値を選んで交流電圧検出値とする交流電圧
検出手段と、 を具備した電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3256470A JPH05103482A (ja) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | 電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3256470A JPH05103482A (ja) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05103482A true JPH05103482A (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=17293086
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3256470A Pending JPH05103482A (ja) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05103482A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07194010A (ja) * | 1993-12-28 | 1995-07-28 | Mitsubishi Electric Corp | 交直変換器制御装置 |
| JPH08237869A (ja) * | 1995-02-28 | 1996-09-13 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2009072042A (ja) * | 2007-09-18 | 2009-04-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交直変換器の制御装置 |
| JP2013074637A (ja) * | 2011-09-26 | 2013-04-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 電力監視システム |
-
1991
- 1991-10-03 JP JP3256470A patent/JPH05103482A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07194010A (ja) * | 1993-12-28 | 1995-07-28 | Mitsubishi Electric Corp | 交直変換器制御装置 |
| JPH08237869A (ja) * | 1995-02-28 | 1996-09-13 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2009072042A (ja) * | 2007-09-18 | 2009-04-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交直変換器の制御装置 |
| JP2013074637A (ja) * | 2011-09-26 | 2013-04-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 電力監視システム |
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