JPH049034B2 - - Google Patents
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- JPH049034B2 JPH049034B2 JP61230261A JP23026186A JPH049034B2 JP H049034 B2 JPH049034 B2 JP H049034B2 JP 61230261 A JP61230261 A JP 61230261A JP 23026186 A JP23026186 A JP 23026186A JP H049034 B2 JPH049034 B2 JP H049034B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はリンギングチヨークコンバータ
（Ringingchoke converter以下RCC）の出力制御
回路の改良に関するものである。周知のように一
般的なRCC回路は電圧変換機能を有するも出力
制御機能を有しない。そこで本出願人は先に効率
的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備えた
安価なコンバータを提供した。第６図はこの回路
例を示すもので図中Ａ，Ｂは電圧検出部及び制御
回路部である。先ず電圧検出部Ａは基準電圧を内
蔵した電圧検出器IC1とこれを出力するホトカプ
ラー発光部PD及び出力電圧（E0）を分圧する抵
抗R4，R5より成る。又、制御回路部Ｂにおいて、
Q2は主トランジスタQ1のベース、エミツタ間に
接続された制御用トランジスタＺは抵抗R3を利
用したインピーダンス素子でコンデンサC4と共
に時定数回路を形成し、且つ帰還巻線NBの両端
に接続され、又、該抵抗R3及びコンデンサC4の
接続点ａは制御用トランジスタQ2のベースに接
続されている。次にPTは帰還巻線NBの一端と
前記接続点ａ間に接続された前記ホトカプラーの
受光部でこれによりコンデンサC4の充電時定数
を調整する。なお、C3は主トランジスタQ1のオ
フ特性改善用コンデンサ、D2はベース起動電流
の廻り込み阻止用ダイオードである。この回路の
基本動作は主トランジスタQ1のオン時にトラン
スＴに貯えられたエネルギーをオフ時に整流用ダ
イオードD0を通して出力する。なお、主トラン
ジスタのオフ動作はホトカプラー受光部PT及び
抵抗R3を流れる電流とコンデンサC4の時定数回
路においてａ点電位が制御用トランジスタQ2の
電圧（VBE）を越えると該トランジスタQ2がオ
ンし、これにより主トランジスタQ1のベース電
流を吸収してオフせしめる。なお、コンバータの
各部のロスを無視すると、出力電圧E0とQ1のオ
ン時間TONの関係は(1)式の様に近似出来る。
（Ringingchoke converter以下RCC）の出力制御
回路の改良に関するものである。周知のように一
般的なRCC回路は電圧変換機能を有するも出力
制御機能を有しない。そこで本出願人は先に効率
的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備えた
安価なコンバータを提供した。第６図はこの回路
例を示すもので図中Ａ，Ｂは電圧検出部及び制御
回路部である。先ず電圧検出部Ａは基準電圧を内
蔵した電圧検出器IC1とこれを出力するホトカプ
ラー発光部PD及び出力電圧（E0）を分圧する抵
抗R4，R5より成る。又、制御回路部Ｂにおいて、
Q2は主トランジスタQ1のベース、エミツタ間に
接続された制御用トランジスタＺは抵抗R3を利
用したインピーダンス素子でコンデンサC4と共
に時定数回路を形成し、且つ帰還巻線NBの両端
に接続され、又、該抵抗R3及びコンデンサC4の
接続点ａは制御用トランジスタQ2のベースに接
続されている。次にPTは帰還巻線NBの一端と
前記接続点ａ間に接続された前記ホトカプラーの
受光部でこれによりコンデンサC4の充電時定数
を調整する。なお、C3は主トランジスタQ1のオ
フ特性改善用コンデンサ、D2はベース起動電流
の廻り込み阻止用ダイオードである。この回路の
基本動作は主トランジスタQ1のオン時にトラン
スＴに貯えられたエネルギーをオフ時に整流用ダ
イオードD0を通して出力する。なお、主トラン
ジスタのオフ動作はホトカプラー受光部PT及び
抵抗R3を流れる電流とコンデンサC4の時定数回
路においてａ点電位が制御用トランジスタQ2の
電圧（VBE）を越えると該トランジスタQ2がオ
ンし、これにより主トランジスタQ1のベース電
流を吸収してオフせしめる。なお、コンバータの
各部のロスを無視すると、出力電圧E0とQ1のオ
ン時間TONの関係は(1)式の様に近似出来る。
E0＝Ei（K1Ei／I0TON−K2） ……(1)
ここでEiは入力電圧、I0は出力電流、K1，K2
は定数である。出力電圧を検出してホトカプラー
のトランジスタの電流を可変して、TONを制御
すると(1)式により出力電圧E0を一定に保つこと
が出来る。又、上記の如く出力電圧が一定になる
ように制御すると、負荷電流を増加することによ
り、又は入力電圧（Ei）が減少することにより、
主トランジスタQ1のオン時間（TON）が増大
し、周波数が低下する。従つて入力電圧（Ei）が
最低で最大負荷電流（I0MAX）の時、上記オン
時間（TON）は最大（TONMAX）となる。こ
のことは下記で表わされる。
は定数である。出力電圧を検出してホトカプラー
のトランジスタの電流を可変して、TONを制御
すると(1)式により出力電圧E0を一定に保つこと
が出来る。又、上記の如く出力電圧が一定になる
ように制御すると、負荷電流を増加することによ
り、又は入力電圧（Ei）が減少することにより、
主トランジスタQ1のオン時間（TON）が増大
し、周波数が低下する。従つて入力電圧（Ei）が
最低で最大負荷電流（I0MAX）の時、上記オン
時間（TON）は最大（TONMAX）となる。こ
のことは下記で表わされる。
TONMAX＝K1I0MAX／Ei（E0／Ei＋K2） ……(2)
今、電圧検出部Ａを介してのホトカプラー受光
部PTの電流を零となる如く設定すると、これ以
上の出力電流に対してコンデンサC4の充電時定
数は最大となる。つまりこの時の主トランジスタ
Q1のオン時間（TON）をTOCとすると下記で表
わされる。
部PTの電流を零となる如く設定すると、これ以
上の出力電流に対してコンデンサC4の充電時定
数は最大となる。つまりこの時の主トランジスタ
Q1のオン時間（TON）をTOCとすると下記で表
わされる。
TOC＞TONMAX ……(3)
第７図はこの回路（第６図）の出力電圧−電流
特性を示し、上記(1)式に示す如くTON時間は負
荷電流I0に比例して増加するが、TOCに相当す
る負荷電流IOC以上には増加せず所謂フの字垂下
特性を得る。このように上記の回路によれば容易
に出力電圧制御機能及び過電流制御機能を得るこ
とが可能であるが、この機能は入力電圧Eiの変化
巾の少い時に特に効果的であるが、過電流制限機
能において入力電圧の変化巾が大きい時にはOC
点の電流IOCは入力電圧変動を充分に補償し切れ
ない。
特性を示し、上記(1)式に示す如くTON時間は負
荷電流I0に比例して増加するが、TOCに相当す
る負荷電流IOC以上には増加せず所謂フの字垂下
特性を得る。このように上記の回路によれば容易
に出力電圧制御機能及び過電流制御機能を得るこ
とが可能であるが、この機能は入力電圧Eiの変化
巾の少い時に特に効果的であるが、過電流制限機
能において入力電圧の変化巾が大きい時にはOC
点の電流IOCは入力電圧変動を充分に補償し切れ
ない。
この理由はコンデンサC4を充電する電流は上
記のOC点近傍では抵抗R3を流れる電流のみとな
るが、RCCのオフ期間にコンデンサC4の充電電
荷を放電する径路も抵抗R3を通して行うため、
充分放電しきれないことに起因すると考えられ
る。本発明は係る点を鑑み、コンデンサの充電及
び放電径路のインピーダンスを変えることにより
述上の問題を解消し、入力電圧変動の大きい場合
に於ても有効なコンバータを提供するものであ
る。第１図は本発明の一実施例回路図で夫々第６
図中のインピーダンス回路Ｚに適用し得る回路例
とし、同一符号は同等部分を示す。ａ図は第６図
における制御回路部Ｂのインピーダンス回路Ｚ及
びコンデンサC4の時定数回路において、抵抗R6
及びダイオードD3の直列回路に抵抗R3を並列接
続した回路より成るインピーダンス回路Ｚを利用
することにより、コンデンサC4となす充電時定
数を抵抗R3により、又放電時定数を抵抗R6及び
ダイオードD3により設定し、夫々インピーダン
スを変え、特に放電を充分に行なうようにしたも
のである。又ｂ図は抵抗R7とダイオードD3の並
列回路を抵抗R3に直列接続したもの、ｃ図はダ
イオードD4（又はD3）と抵抗R5（又はR6）の直列
回路の一対を逆並列に接続し、該抵抗R6，R8を
別個の抵抗値のものを利用したものであり、又ｄ
図はツエナーダイオードZDの正方向及び逆方向
のインピーダンスの差を利用するようにしたもの
である。第２図は本発明実施例の入力電圧及び
IOC（垂下点電流）の関係を示す特性図で上記回
路例ａ乃至ｄにおいてはほぼ特性曲線ｂに示す如
くIOCの入力電圧による影響（ズレ）を大巾に軽
減できる。なお、曲線ａは従来例（第６図）の特
性を示し、前述の如く入力電圧の変動によりIOC
が相当変化することを示す。第３図、第４図は本
発明の他の実施例回路図で第３図は主トランジス
タQ1のベースに接続された廻込み防止用ダイオ
ードD2を利用し、抵抗R9と共に充電時定数回路
を形成し、第１図ｃ中のダイオードD4及び抵抗
R8の直列回路の代用を図るようにしたものであ
る。又、第４図はスイツチングトランジスタQ1
のエミツタに抵抗R10を附加し、コンデンサC4の
もう一方の端子をQ1のエミツタに接続したもの
である。第５図はこのエミツタ抵抗R10の影響を
示したもので、R10の値が大きくなる程、入力電
圧の低い方でIOCの低下の割合が大きくなる。即
ち第５図はエミツタ抵抗R10の値をａ＜ｂ＜ｃと
した時の入力電圧EiとIOCの関係を示す特性図で
曲線ａ，ｂ，ｃはそれぞれ抵抗値がａ，ｂ，ｃの
時の特性を示す。なお、夫々上記実施例において
ダイオードD2、コンデンサC3の並列回路をベー
ス抵抗R2の主トランジスタQ1側に設けてもよい。
又、ホトカプラー受光部（トランジスタ）PTを
逆耐圧から守るためにベース抵抗R2を分割して
その中点をホトカプラートランジスタのコレクタ
に接続するようにしてもよい。更に出力トランス
に別巻線（制御巻線）を設け、これにより制御用
電圧を帰還（ベース）巻線NBに発生する電圧と
別に形成するようにしても同様に実施できること
は明白である。以上の説明から明らかなように本
発明によれば、構成簡単にしてRCC回路に出力
定電圧機能を付与せしめると共に、入力電圧変動
の大小に係わらずほぼ一定の電流垂下機能を備え
たコンバータが提供できるので特にスイツチング
電源装置に適用してその効果は極めて大きい。
記のOC点近傍では抵抗R3を流れる電流のみとな
るが、RCCのオフ期間にコンデンサC4の充電電
荷を放電する径路も抵抗R3を通して行うため、
充分放電しきれないことに起因すると考えられ
る。本発明は係る点を鑑み、コンデンサの充電及
び放電径路のインピーダンスを変えることにより
述上の問題を解消し、入力電圧変動の大きい場合
に於ても有効なコンバータを提供するものであ
る。第１図は本発明の一実施例回路図で夫々第６
図中のインピーダンス回路Ｚに適用し得る回路例
とし、同一符号は同等部分を示す。ａ図は第６図
における制御回路部Ｂのインピーダンス回路Ｚ及
びコンデンサC4の時定数回路において、抵抗R6
及びダイオードD3の直列回路に抵抗R3を並列接
続した回路より成るインピーダンス回路Ｚを利用
することにより、コンデンサC4となす充電時定
数を抵抗R3により、又放電時定数を抵抗R6及び
ダイオードD3により設定し、夫々インピーダン
スを変え、特に放電を充分に行なうようにしたも
のである。又ｂ図は抵抗R7とダイオードD3の並
列回路を抵抗R3に直列接続したもの、ｃ図はダ
イオードD4（又はD3）と抵抗R5（又はR6）の直列
回路の一対を逆並列に接続し、該抵抗R6，R8を
別個の抵抗値のものを利用したものであり、又ｄ
図はツエナーダイオードZDの正方向及び逆方向
のインピーダンスの差を利用するようにしたもの
である。第２図は本発明実施例の入力電圧及び
IOC（垂下点電流）の関係を示す特性図で上記回
路例ａ乃至ｄにおいてはほぼ特性曲線ｂに示す如
くIOCの入力電圧による影響（ズレ）を大巾に軽
減できる。なお、曲線ａは従来例（第６図）の特
性を示し、前述の如く入力電圧の変動によりIOC
が相当変化することを示す。第３図、第４図は本
発明の他の実施例回路図で第３図は主トランジス
タQ1のベースに接続された廻込み防止用ダイオ
ードD2を利用し、抵抗R9と共に充電時定数回路
を形成し、第１図ｃ中のダイオードD4及び抵抗
R8の直列回路の代用を図るようにしたものであ
る。又、第４図はスイツチングトランジスタQ1
のエミツタに抵抗R10を附加し、コンデンサC4の
もう一方の端子をQ1のエミツタに接続したもの
である。第５図はこのエミツタ抵抗R10の影響を
示したもので、R10の値が大きくなる程、入力電
圧の低い方でIOCの低下の割合が大きくなる。即
ち第５図はエミツタ抵抗R10の値をａ＜ｂ＜ｃと
した時の入力電圧EiとIOCの関係を示す特性図で
曲線ａ，ｂ，ｃはそれぞれ抵抗値がａ，ｂ，ｃの
時の特性を示す。なお、夫々上記実施例において
ダイオードD2、コンデンサC3の並列回路をベー
ス抵抗R2の主トランジスタQ1側に設けてもよい。
又、ホトカプラー受光部（トランジスタ）PTを
逆耐圧から守るためにベース抵抗R2を分割して
その中点をホトカプラートランジスタのコレクタ
に接続するようにしてもよい。更に出力トランス
に別巻線（制御巻線）を設け、これにより制御用
電圧を帰還（ベース）巻線NBに発生する電圧と
別に形成するようにしても同様に実施できること
は明白である。以上の説明から明らかなように本
発明によれば、構成簡単にしてRCC回路に出力
定電圧機能を付与せしめると共に、入力電圧変動
の大小に係わらずほぼ一定の電流垂下機能を備え
たコンバータが提供できるので特にスイツチング
電源装置に適用してその効果は極めて大きい。
第１図、第２図は本発明の一実施例回路図及び
その出力特性図、第３図、第４図は本発明の他の
実施例回路図、第５図は第４図の特性説明図、第
６図、第７図は従来回路図及びその特性説明図で
ある。図においてＴは出力トランス、N1，N2，
NBはその一次、二次及び帰還（ベース）巻線、
Q1はスイツチング用主トランジスタ、Ａは出力
電圧検出部、Ｂは制御回路部、Q2は制御用トラ
ンジスタ、R1〜R10は抵抗、C1−C3はコンデン
サ、Ｚはインピーダンス回路、PD，PTはホトカ
プラー発光部及び受光部である。
その出力特性図、第３図、第４図は本発明の他の
実施例回路図、第５図は第４図の特性説明図、第
６図、第７図は従来回路図及びその特性説明図で
ある。図においてＴは出力トランス、N1，N2，
NBはその一次、二次及び帰還（ベース）巻線、
Q1はスイツチング用主トランジスタ、Ａは出力
電圧検出部、Ｂは制御回路部、Q2は制御用トラ
ンジスタ、R1〜R10は抵抗、C1−C3はコンデン
サ、Ｚはインピーダンス回路、PD，PTはホトカ
プラー発光部及び受光部である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一次巻線、二次巻線、帰還巻線及び必要によ
り制御巻線を有するリーケージトランスと、前記
一次巻線にコレクタが接続され、ベース、エミツ
タが前記帰還巻線間に接続されたスイツチング用
主トランジスタと、前記二次巻線側に接続された
整流用ダイオード、及び前記主トランジスタの制
御回路部を有するリンギングチヨークコンバータ
において、前記制御回路部は前記主トランジスタ
のベース、エミツタ間に接続された出力電圧及び
過電流制御用スイツチトランジスタと、前記帰還
巻線もしくは制御巻線間に接続されたインピーダ
ンス回路及びコンデンサより成る時定数回路と、
前記インピーダンス回路及びコンデンサ接続点を
前記制御用スイツチトランジスタのベースに接続
する回路と、出力電圧を検出して前記コンデンサ
の充電時定数を可変する回路を備え、且つ前記イ
ンピーダンス回路は電流方向により回路インピー
ダンスを可変せしめたことを特徴とするリンギン
グチヨークコンバータ。 ２ 充電調整回路として、出力電圧検出部の出力
に比例した電流をコンデンサーに供給する如く接
続されたホトカプラーを用いたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載のリンギングチヨーク
コンバータ。 ３ インピーダンス回路として抵抗及びダイオー
ドの直列回路と抵抗との並列回路を用いたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項記載の
リンギングチヨークコンバータ。 ４ インピーダンス回路として抵抗とダイオード
の並列回路に直列に抵抗を接続した回路を用いた
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項
記載のリンギングチヨークコンバータ。 ５ インピーダンス回路として、一対のダイオー
ド及び抵抗の直列回路を逆並列接続した回路を用
いたことを特徴とする特許請求の範囲、第１項、
第２項記載のリンギングチヨークコンバータ。 ６ インピーダンス回路としてツエナーダイオー
ドと抵抗の直列回路を用いたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項、第２項記載のリンギングチ
ヨークコンバータ。 ７ 主トランジスタのエミツタに直列に抵抗を接
続すると共に前記接続点と制御用スイツチトラン
ジスタのベース間にコンデンサを接続したことを
特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第６項記載
のリンギングチヨークコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23026186A JPS6387171A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
| US07/098,563 US4862338A (en) | 1986-09-29 | 1987-09-21 | Ringing choke converter using single switching element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23026186A JPS6387171A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6387171A JPS6387171A (ja) | 1988-04-18 |
| JPH049034B2 true JPH049034B2 (ja) | 1992-02-18 |
Family
ID=16905028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23026186A Granted JPS6387171A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6387171A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2806283B2 (ja) * | 1994-12-12 | 1998-09-30 | ヤマハ株式会社 | スイッチング電源回路 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5625375A (en) * | 1979-08-03 | 1981-03-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Direct current-to-direct current converting circuit |
| JPS5635893B2 (ja) * | 1977-03-31 | 1981-08-20 | ||
| JPS58116070A (ja) * | 1981-12-29 | 1983-07-11 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPS5932224U (ja) * | 1982-08-24 | 1984-02-28 | 株式会社東芝 | 換気扇の運転装置 |
| JPS60187260A (ja) * | 1984-03-02 | 1985-09-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自励発振式スイツチング電源装置 |
| JPS60204261A (ja) * | 1984-03-27 | 1985-10-15 | Sanken Electric Co Ltd | 自励発振器 |
| JPS62166775A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5932224Y2 (ja) * | 1979-08-27 | 1984-09-10 | 三洋電機株式会社 | スイツチングレギユレ−タ |
| JPS6245517Y2 (ja) * | 1981-06-19 | 1987-12-04 |
-
1986
- 1986-09-29 JP JP23026186A patent/JPS6387171A/ja active Granted
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5635893B2 (ja) * | 1977-03-31 | 1981-08-20 | ||
| JPS5625375A (en) * | 1979-08-03 | 1981-03-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Direct current-to-direct current converting circuit |
| JPS58116070A (ja) * | 1981-12-29 | 1983-07-11 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPS5932224U (ja) * | 1982-08-24 | 1984-02-28 | 株式会社東芝 | 換気扇の運転装置 |
| JPS60187260A (ja) * | 1984-03-02 | 1985-09-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自励発振式スイツチング電源装置 |
| JPS60204261A (ja) * | 1984-03-27 | 1985-10-15 | Sanken Electric Co Ltd | 自励発振器 |
| JPS62166775A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6387171A (ja) | 1988-04-18 |
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