JPS6245517Y2 - - Google Patents
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- JPS6245517Y2 JPS6245517Y2 JP9073181U JP9073181U JPS6245517Y2 JP S6245517 Y2 JPS6245517 Y2 JP S6245517Y2 JP 9073181 U JP9073181 U JP 9073181U JP 9073181 U JP9073181 U JP 9073181U JP S6245517 Y2 JPS6245517 Y2 JP S6245517Y2
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- Japan
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- transistor
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- winding
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 21
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 18
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はリンギングチヨークコンバータ
（Ringing choke Converter）に関するもので特
に過電流保護回路の改良に係る。以下図面を用い
て本考案を詳細に説明する。第１図、第２図は本
考案の一実施例回路及びその特性図で図において
ACは交流電源、RE１は全波整流器、Ｔは変換用
トランス、N1，N2及びN3はその１次巻線、２次
（出力）巻線及び補助巻線、Q1は変換用トランジ
スタでコレクタを前記１次巻線に接続され、エミ
ツタは電流検出抵抗R1を介して全波整流器RE１
の出力端子に接続される。又ベースは電流制限抵
抗R2及び前記補助巻線N3等より形成されるベー
ス回路に接続されている。次にD2は出力整流用
ダイオード、C2は出力平滑用コンデンサ以上で
主回路Ａを形成する。次にＢは本考案の要部を形
成する制御回路で先ずC1は基準電源用コンデン
サで抵抗R7及びダイオードD1を介して補助巻線
N3の両端に接続され、出力巻線N2の電圧に対応
（比例）して充電される。R5，R6は前記コンデン
サC1電圧分割用抵抗でその分割点は後述する
制御用トランジスタQ4のベース端に入力される
と共に定電圧ダイオードDZ3及び抵抗R4を介して
補助巻線N3の一端に接続されている。次にQ2，
Q3，Q4及びQ5は変換用トランジスタQ1のベース
電流を制御する制御用トランジスタでトランジス
タQ2はトランジスタQ4及びQ3の導通時又はトラ
ンジスタQ5の導通時に夫々導通（ON）して変換
用トランジスタQ1の導通幅を制御（所謂PWM）
して出力電圧を定電圧制御すると共に電流垂下制
御を行う。そしてトランジスタQ4のベースは前
記分割点に接続され、又エミツタは電流検出抵
抗R1の一端に接続されて、前記コンデンサC1の
電圧信号と変換用トランジスタQ1の電流信号の
重畳出力により導通し、トランジスタQ3及びQ2
を介して出力垂下制御を行う。AVは出力電圧制
御回路で図示しない回路手段により出力（負荷）
電圧を検出し、これを基準電圧等と比較してその
差出力をトランジスタQ5に与えこれを導通し、
トランジスタQ2を介して出力定電圧制御を行
う。以上で本案回路を構成する。次に動作につい
て説明する。先ず主回路Ａにおいて、交流電源投
入時整流器RE１及び図示しない起動回路を介し
て変換用トランジスタQ1にベース電流を流しこ
れを導通（起動）せしめる。次にトランスＴの作
用により該トランジスタQ1のコレクタ電流は直
線的に増加するがベース電流は所定値に制限され
るために該トランジスタQ1は飽和に至つた後不
導通（OFF）状態になりそれまでトランスＴに
蓄積されたエネルギーをダイオードD2及びコン
デンサC2を介して負荷R0に供給する周知の動作
を行う。次に制御回路Ｂの動作について第２図の
出力特性図を参照して説明する。先ず前記トラン
ジスタQ1のコレクタ電流（負荷電流）が定格電
流以下（Ia）の状態ではトランジスタQ3，Q4は
OFF状態にある。この間出力電圧V0が設定値よ
り上昇すると電圧制御回路AVを介してトランジ
スタQ5及びQ2が導通して変換用トランジスタQ1
のベース電流を制御し該トランジスタQ1の導通
幅を制限して出力定電圧運転を行う。一方トラン
スＴの補助巻線N3には変換用トランジスタQ1の
OFF時に該出力電圧V0に比例した電圧が発生
し、これによりコンデンサC1は抵抗R7及びダイ
オードD1を介して充電される。従つて該コンデ
ンサC1の電圧は上記出力定電圧運転と相まつて
ほぼ一定の電圧値を維持し、同様に分割点もほ
ぼ定電位となりこれがトランジスタQ4のベース
に印加される。又該トランジスタQ4のエミツタ
には電流検出抵抗R1の両端の電圧が印加されて
いる。そこで上記定格電流Ia以下の運転時におい
ては、該トランジスタQ4は分割点とエミツタ
の電位差がベース電圧に達しないように予め設定
されているため、OFF状態にあるが、変換用ト
ランジスタQ1のコレクタ電流が定格電流Iaを越
え、過電流ＩTになると前記コレクタ電流が増加
して電流検出抵抗R1の両端電圧が増加するた
め、該トランジスタQ4のエミツタ電位は低下
し、前記分割点との電位差はベース電圧に達し
て導通する。この結果、トランジスタQ3が導通
してトランジスタQ2を導通せしめる結果、変換
用トランジスタQ1の導通幅（ON時間）が狭まり
出力電圧が低下する垂下運転に到る。そしてトラ
ンジスタQ3の導通によりトランジスタQ2のベー
ス電流が増加しこれによりトランジスタQ2の電
流（コレクタ）が増加する結果変換用トランジス
タQ1のコレクタ電流も急速に下り、その出力特
性はスイツチバツクの特性を持つようになる。
（第２図イ）なお、電源用コンデンサC1の充電電
圧は、前述のように出力電圧V0に比例してほぼ
一定電圧を維持するが補助巻線N3の両端に接続
されているために変換用トランジスタQ1の導通
時に交流入力電圧の変化に応じて該補助巻線N3
の両端電圧が変化する。このため入力電圧変動に
対し分割点の電位を補正できず上記垂下開始点
が例えば第２図点線ロ，ハで示す如く変化し、安
定な垂下運転に到らない難点がある。即ち、例え
ば交流入力電圧ACが上昇すると電圧制御回路AV
の作用により変換用トランジスタQ1の導通巾を
狭くする如く作用せしめるため電流検出抵抗R1
の電圧上昇が遅れ、結果的にはトランジスタQ4
のベース電位（点電位）とエミツタ電位の差が
ベース電圧に達する時期が遅れる。このためトラ
ンジスタQ3を介してトランジスタQ2の導通時期
に遅れが生じ、変換用トランジスタQ1の非導通
（OFF）時期が遅れるため電流の切れが悪くなり
第２図ハの如く垂下点が変化（伸びる）する。
（なお、交流入力電圧が減少した時は上記と反対
に作用し、第２図ロに示す垂下特性になる。）一
方、本考案によれば補助巻線N3の一端と分割点
間に抵抗Ｒ４及び定電圧ダイオードZD3により
形成された入力補正回路を付加し、該定電圧ダイ
オードZD3の値を所定値に設定することにより、
例えば入力電圧の上昇により補助巻線N3の両端
電圧が該設定値を越すと抵抗R4一定電圧ダイオ
ードDZ3−分割点−抵抗R5の経路に電流が流れ
て、該点の電位を上昇せしめる結果、トランジ
スタQ4の導通時期が早まり、従つて、トランジ
スタQ3及びQ2を介して変換用トランジスタQ1の
非導通時期（オフ）を早める。即ち入力電圧の変
化に対し、分割点の電位を補正しているので垂
下点電流の変動は極めて少く安定した垂下運転が
可能である。以上の説明から明らかなように本考
案によれば過電流保護回路はスイツチバツク特性
を有するので過電流に対し回路素子の保護が充分
に達成できると同時に入力電圧変動に対し、垂下
点のずれを補正した安定な垂下運転が達成できる
等実用上の効果は極めて大きい。
（Ringing choke Converter）に関するもので特
に過電流保護回路の改良に係る。以下図面を用い
て本考案を詳細に説明する。第１図、第２図は本
考案の一実施例回路及びその特性図で図において
ACは交流電源、RE１は全波整流器、Ｔは変換用
トランス、N1，N2及びN3はその１次巻線、２次
（出力）巻線及び補助巻線、Q1は変換用トランジ
スタでコレクタを前記１次巻線に接続され、エミ
ツタは電流検出抵抗R1を介して全波整流器RE１
の出力端子に接続される。又ベースは電流制限抵
抗R2及び前記補助巻線N3等より形成されるベー
ス回路に接続されている。次にD2は出力整流用
ダイオード、C2は出力平滑用コンデンサ以上で
主回路Ａを形成する。次にＢは本考案の要部を形
成する制御回路で先ずC1は基準電源用コンデン
サで抵抗R7及びダイオードD1を介して補助巻線
N3の両端に接続され、出力巻線N2の電圧に対応
（比例）して充電される。R5，R6は前記コンデン
サC1電圧分割用抵抗でその分割点は後述する
制御用トランジスタQ4のベース端に入力される
と共に定電圧ダイオードDZ3及び抵抗R4を介して
補助巻線N3の一端に接続されている。次にQ2，
Q3，Q4及びQ5は変換用トランジスタQ1のベース
電流を制御する制御用トランジスタでトランジス
タQ2はトランジスタQ4及びQ3の導通時又はトラ
ンジスタQ5の導通時に夫々導通（ON）して変換
用トランジスタQ1の導通幅を制御（所謂PWM）
して出力電圧を定電圧制御すると共に電流垂下制
御を行う。そしてトランジスタQ4のベースは前
記分割点に接続され、又エミツタは電流検出抵
抗R1の一端に接続されて、前記コンデンサC1の
電圧信号と変換用トランジスタQ1の電流信号の
重畳出力により導通し、トランジスタQ3及びQ2
を介して出力垂下制御を行う。AVは出力電圧制
御回路で図示しない回路手段により出力（負荷）
電圧を検出し、これを基準電圧等と比較してその
差出力をトランジスタQ5に与えこれを導通し、
トランジスタQ2を介して出力定電圧制御を行
う。以上で本案回路を構成する。次に動作につい
て説明する。先ず主回路Ａにおいて、交流電源投
入時整流器RE１及び図示しない起動回路を介し
て変換用トランジスタQ1にベース電流を流しこ
れを導通（起動）せしめる。次にトランスＴの作
用により該トランジスタQ1のコレクタ電流は直
線的に増加するがベース電流は所定値に制限され
るために該トランジスタQ1は飽和に至つた後不
導通（OFF）状態になりそれまでトランスＴに
蓄積されたエネルギーをダイオードD2及びコン
デンサC2を介して負荷R0に供給する周知の動作
を行う。次に制御回路Ｂの動作について第２図の
出力特性図を参照して説明する。先ず前記トラン
ジスタQ1のコレクタ電流（負荷電流）が定格電
流以下（Ia）の状態ではトランジスタQ3，Q4は
OFF状態にある。この間出力電圧V0が設定値よ
り上昇すると電圧制御回路AVを介してトランジ
スタQ5及びQ2が導通して変換用トランジスタQ1
のベース電流を制御し該トランジスタQ1の導通
幅を制限して出力定電圧運転を行う。一方トラン
スＴの補助巻線N3には変換用トランジスタQ1の
OFF時に該出力電圧V0に比例した電圧が発生
し、これによりコンデンサC1は抵抗R7及びダイ
オードD1を介して充電される。従つて該コンデ
ンサC1の電圧は上記出力定電圧運転と相まつて
ほぼ一定の電圧値を維持し、同様に分割点もほ
ぼ定電位となりこれがトランジスタQ4のベース
に印加される。又該トランジスタQ4のエミツタ
には電流検出抵抗R1の両端の電圧が印加されて
いる。そこで上記定格電流Ia以下の運転時におい
ては、該トランジスタQ4は分割点とエミツタ
の電位差がベース電圧に達しないように予め設定
されているため、OFF状態にあるが、変換用ト
ランジスタQ1のコレクタ電流が定格電流Iaを越
え、過電流ＩTになると前記コレクタ電流が増加
して電流検出抵抗R1の両端電圧が増加するた
め、該トランジスタQ4のエミツタ電位は低下
し、前記分割点との電位差はベース電圧に達し
て導通する。この結果、トランジスタQ3が導通
してトランジスタQ2を導通せしめる結果、変換
用トランジスタQ1の導通幅（ON時間）が狭まり
出力電圧が低下する垂下運転に到る。そしてトラ
ンジスタQ3の導通によりトランジスタQ2のベー
ス電流が増加しこれによりトランジスタQ2の電
流（コレクタ）が増加する結果変換用トランジス
タQ1のコレクタ電流も急速に下り、その出力特
性はスイツチバツクの特性を持つようになる。
（第２図イ）なお、電源用コンデンサC1の充電電
圧は、前述のように出力電圧V0に比例してほぼ
一定電圧を維持するが補助巻線N3の両端に接続
されているために変換用トランジスタQ1の導通
時に交流入力電圧の変化に応じて該補助巻線N3
の両端電圧が変化する。このため入力電圧変動に
対し分割点の電位を補正できず上記垂下開始点
が例えば第２図点線ロ，ハで示す如く変化し、安
定な垂下運転に到らない難点がある。即ち、例え
ば交流入力電圧ACが上昇すると電圧制御回路AV
の作用により変換用トランジスタQ1の導通巾を
狭くする如く作用せしめるため電流検出抵抗R1
の電圧上昇が遅れ、結果的にはトランジスタQ4
のベース電位（点電位）とエミツタ電位の差が
ベース電圧に達する時期が遅れる。このためトラ
ンジスタQ3を介してトランジスタQ2の導通時期
に遅れが生じ、変換用トランジスタQ1の非導通
（OFF）時期が遅れるため電流の切れが悪くなり
第２図ハの如く垂下点が変化（伸びる）する。
（なお、交流入力電圧が減少した時は上記と反対
に作用し、第２図ロに示す垂下特性になる。）一
方、本考案によれば補助巻線N3の一端と分割点
間に抵抗Ｒ４及び定電圧ダイオードZD3により
形成された入力補正回路を付加し、該定電圧ダイ
オードZD3の値を所定値に設定することにより、
例えば入力電圧の上昇により補助巻線N3の両端
電圧が該設定値を越すと抵抗R4一定電圧ダイオ
ードDZ3−分割点−抵抗R5の経路に電流が流れ
て、該点の電位を上昇せしめる結果、トランジ
スタQ4の導通時期が早まり、従つて、トランジ
スタQ3及びQ2を介して変換用トランジスタQ1の
非導通時期（オフ）を早める。即ち入力電圧の変
化に対し、分割点の電位を補正しているので垂
下点電流の変動は極めて少く安定した垂下運転が
可能である。以上の説明から明らかなように本考
案によれば過電流保護回路はスイツチバツク特性
を有するので過電流に対し回路素子の保護が充分
に達成できると同時に入力電圧変動に対し、垂下
点のずれを補正した安定な垂下運転が達成できる
等実用上の効果は極めて大きい。
第１図、第２図は本考案の一実施例回路図及び
その特性図である。図において、Ａは主回路、Ｂ
は制御回路、ACは交流入力電源、RE1は全波整
流器、Ｔは変換用トランス、N1，N2，N3は１
次、２次（出力）及び補助巻線Q1は変換用トラ
ンジスタ、Q2，Q3，Q4，Q5は制御用トランジス
タ、R1は電流検出抵抗、AVは電圧制御回路、
R2，R3，R4，R5，R6，R7は抵抗、C1は電源用コ
ンデンサ、D1，D2はダイオード、C2は平滑用コ
ンデンサDZは定電圧ダイオード、V0は出力電
圧、Iaは定格電流である。
その特性図である。図において、Ａは主回路、Ｂ
は制御回路、ACは交流入力電源、RE1は全波整
流器、Ｔは変換用トランス、N1，N2，N3は１
次、２次（出力）及び補助巻線Q1は変換用トラ
ンジスタ、Q2，Q3，Q4，Q5は制御用トランジス
タ、R1は電流検出抵抗、AVは電圧制御回路、
R2，R3，R4，R5，R6，R7は抵抗、C1は電源用コ
ンデンサ、D1，D2はダイオード、C2は平滑用コ
ンデンサDZは定電圧ダイオード、V0は出力電
圧、Iaは定格電流である。
Claims (1)
- １次巻線、２次（出力）巻線及び補助巻線を有
する変換用トランスと、前記１次巻線に直列にコ
レクタ、エミツタが接続されると共に前記補助巻
線間にベース・エミツタが接続された変換用トラ
ンジスタと、前記２次巻線電圧を整流するダイオ
ードと前記変換用トランジスタのベース回路に接
続されたベース電流制御用の過電流保護回路を備
えたリンギングチヨークコンバータにおいて、前
記過電流保護回路は出力電圧に対応する電圧信号
と前記変換用トランスの１次電流もしくは負荷電
流検出信号との重畳出力により制御される制御用
トランジスタと前記電圧信号の入力電圧による変
動を防止するために前記補助巻線の一端と前記制
御用トランジスタのベース間に接続された抵抗及
び定電圧ダイオードより成る入力電圧補正回路を
備えたことを特徴とするリンギングチヨークコン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9073181U JPS6245517Y2 (ja) | 1981-06-19 | 1981-06-19 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9073181U JPS6245517Y2 (ja) | 1981-06-19 | 1981-06-19 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57203679U JPS57203679U (ja) | 1982-12-24 |
| JPS6245517Y2 true JPS6245517Y2 (ja) | 1987-12-04 |
Family
ID=29885838
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9073181U Expired JPS6245517Y2 (ja) | 1981-06-19 | 1981-06-19 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6245517Y2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6387171A (ja) * | 1986-09-29 | 1988-04-18 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | リンギングチョークコンバータ |
| JP5066931B2 (ja) * | 2007-02-16 | 2012-11-07 | 富士ゼロックス株式会社 | 電源装置 |
-
1981
- 1981-06-19 JP JP9073181U patent/JPS6245517Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57203679U (ja) | 1982-12-24 |
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