JPH0376113B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0376113B2 JPH0376113B2 JP23026286A JP23026286A JPH0376113B2 JP H0376113 B2 JPH0376113 B2 JP H0376113B2 JP 23026286 A JP23026286 A JP 23026286A JP 23026286 A JP23026286 A JP 23026286A JP H0376113 B2 JPH0376113 B2 JP H0376113B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- capacitor
- transistor
- control
- base
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 22
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 21
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はリンギングチヨークコンバータ
（Ringing choke converter以下RCC）の出力制
御回路の改良に関するものである。周知のように
一般的なRCC回路は電圧変換機能を有するも出
力制御機能を有しない。そこで本出願人は先に効
率的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備え
た安価なコンバータを提供した。第７図はこの回
路例を示すもので、図中ABは電圧検出部及び制
御回路部である。先ず電圧検出部Ａは基準電圧を
内蔵した電圧検出器IC１とこれを出力するホト
カプラー発光部PD及び出力電圧（E0）を分圧す
る抵抗R4，R5より成る。又、制御回路部Ｂにお
いて、Q2は主トランジスタQ1のベース、エミツ
タ間に接続された制御用トランジスタR3及びC4
は時定数回路を形成する抵抗及びコンデンサで出
力トランスの帰還巻線NBの両端に接続され、又
該抵抗R3及びコンデンサC4の接続点ａは制御用
トランジスタQ2のベースに接続されている。次
にPTは帰還巻線NBの一端と前記接続点ａ間に
接続された前記ホトカプラーの受光部でこれによ
りコンデンサC4の充電時定数を調整する。なお、
C3は主トランジスタQ1のオフ特性改善用のコン
デンサ、D2はベース起動電流の廻り込み阻止用
ダイオードである。この回路の基本動作は主トラ
ンジスタQ1のオン時にトランスＴに貯えられた
エネルギーをオフ時に整流用ダイオードD0を通
して出力する。なお、主トランジスタのオフ動作
はホトカプラー受光部PT及び抵抗R3流れる電流
とコンデンサC4の時定数回路においてａ点電位
が制御用トランジスタQ2の電圧（VBE）を越え
ると該トランジスタQ2がオンし、これにより主
トランジスタQ1のベース電流を吸収してオフせ
しめる。なお、コンバータの各部のロスを無視す
ると、出力電圧E0とQ1のオン時間TONの関係は
(1)式の様に近似出来る。
（Ringing choke converter以下RCC）の出力制
御回路の改良に関するものである。周知のように
一般的なRCC回路は電圧変換機能を有するも出
力制御機能を有しない。そこで本出願人は先に効
率的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備え
た安価なコンバータを提供した。第７図はこの回
路例を示すもので、図中ABは電圧検出部及び制
御回路部である。先ず電圧検出部Ａは基準電圧を
内蔵した電圧検出器IC１とこれを出力するホト
カプラー発光部PD及び出力電圧（E0）を分圧す
る抵抗R4，R5より成る。又、制御回路部Ｂにお
いて、Q2は主トランジスタQ1のベース、エミツ
タ間に接続された制御用トランジスタR3及びC4
は時定数回路を形成する抵抗及びコンデンサで出
力トランスの帰還巻線NBの両端に接続され、又
該抵抗R3及びコンデンサC4の接続点ａは制御用
トランジスタQ2のベースに接続されている。次
にPTは帰還巻線NBの一端と前記接続点ａ間に
接続された前記ホトカプラーの受光部でこれによ
りコンデンサC4の充電時定数を調整する。なお、
C3は主トランジスタQ1のオフ特性改善用のコン
デンサ、D2はベース起動電流の廻り込み阻止用
ダイオードである。この回路の基本動作は主トラ
ンジスタQ1のオン時にトランスＴに貯えられた
エネルギーをオフ時に整流用ダイオードD0を通
して出力する。なお、主トランジスタのオフ動作
はホトカプラー受光部PT及び抵抗R3流れる電流
とコンデンサC4の時定数回路においてａ点電位
が制御用トランジスタQ2の電圧（VBE）を越え
ると該トランジスタQ2がオンし、これにより主
トランジスタQ1のベース電流を吸収してオフせ
しめる。なお、コンバータの各部のロスを無視す
ると、出力電圧E0とQ1のオン時間TONの関係は
(1)式の様に近似出来る。
E0＝Ei（K1Ei／I0TON−K2） …(1)
ここでEiは入力電圧、I0は出力電流、K1K2は
定数である。出力電圧を検出してホトカプラーの
トランジスタの電流を可変して、TONを制御す
ると(1)式により出力電圧E0を一定に保つことが
出来る。又、上記の如く出力電圧が一定になるよ
うに制御すると負荷電流を増加することにより、
又は入力電圧（Ei）が減少することにより主トラ
ンジスタQ1のオン時間（TON）が増大し、周波
数が低下する。従つて入力電圧（Ei）が最低で最
大負荷電流（I0MAX）の時、上記オン時間
（TON）は最大（TONMAX）となる。このこ
とは下記で表わされる。
定数である。出力電圧を検出してホトカプラーの
トランジスタの電流を可変して、TONを制御す
ると(1)式により出力電圧E0を一定に保つことが
出来る。又、上記の如く出力電圧が一定になるよ
うに制御すると負荷電流を増加することにより、
又は入力電圧（Ei）が減少することにより主トラ
ンジスタQ1のオン時間（TON）が増大し、周波
数が低下する。従つて入力電圧（Ei）が最低で最
大負荷電流（I0MAX）の時、上記オン時間
（TON）は最大（TONMAX）となる。このこ
とは下記で表わされる。
TONMAX＝K1I0MAX／Ei（E0／Ei＋K2） …(2)
今、電圧検出部Ａを介してのホトカプラー受光
部PTの電流を零となる如く設定すると、これ以
上の出力電流に対してコンデンサC4の充電時定
数は最大になる。つまりこの時の主トランジスタ
Q1のオン時間（TON）をTOCとすると下記で表
わされる。
部PTの電流を零となる如く設定すると、これ以
上の出力電流に対してコンデンサC4の充電時定
数は最大になる。つまりこの時の主トランジスタ
Q1のオン時間（TON）をTOCとすると下記で表
わされる。
TOC＞TONMAX
第８図はこの回路（第７図）の出力電圧−電流
特性を示し、上記(1)式に示す如くTON時間は負
荷電流I0に比例して増加するが、TOCに相当す
る負荷電流IOC以上には増加せず所謂フの字垂下
特性を得る。このように上記の回路によれば容易
に出力電圧制御機能及び過電流制限機能を得るこ
とが可能であるが、この機能は入力電圧Eiの変化
巾の少ない時に特に効果的である。しかし乍らこ
の過電流制限機能は入力電圧の変化巾が大きい時
にはOC点の電流IOCは入力電圧変動を充分に補
償し切れない。この理由はコンデンサC4を充電
する電流は上記のOC点近傍では抵抗R3を流れる
電流のみとなるが、RCCのオフ期間にコンデン
サC4の充電電荷を放電する径路も抵抗R3を通し
て行うため、充分放電しきれないことに起因する
と考えられる。本発明は係る点を鑑み述上の問題
を解消し、入力電圧変動の大きい場合に於ても有
効なコンバータを提供するものである。第１図は
本発明の一実施例回路図で従来例と同一符号は同
等部分を示す。本発明は従来例と対比して明確な
ように帰還巻線NBの両端にダイオードD3及びコ
ンデンサC5の直列回路を接続すると共に該ダイ
オードD3及びコンデンサC5の接続点を抵抗R6を
介して制御用トランジスタQ2のベースに接続し
たことを特徴とするものである。このように構成
すればコンデンサC5は主トランジスタQ1のオフ
時に帰還巻線NBに発生する電圧により図示の極
性に充電され、コンデンサC4に対し負電圧電源
が形成される。なお、定電圧制御されるRCCで
は主トランジスタQ1のオフ時に帰還巻線NBに発
生する逆電圧は出力電圧E0に比例してほぼ一定
であり、この結果コンデンサC5の負電圧もほぼ
一定となる。上記のようにコンデンサC5には負
電圧が蓄えられる結果、主トランジスタQ1のオ
ン時に抵抗R3を介して充電されるコンデンサC4
の電荷は放電時に抵抗R6及びコンデンサC5を介
して急速に放電する。第２図はこの出力特性図で
横軸は入力電圧Ei、縦軸は負荷（垂下）電流IOC
を示す。第２図中、曲線ｂに示すように本発明に
よれば入力電圧Eiの大巾な変化にも係わらずIOC
の変化が少くほぼ一定となることを示す。なお、
曲線ａは従来回路（第１図）の特性図で入力変動
によりIOCが変化することを示す。第３図、第４
図及び第６図は本発明の他の実施例回路図で第３
図は抵抗R3の接続点をD2のアノード側からカソ
ード側に移したもので、RCCのオフ期間に径路
R2−R7−R6を通してQ1のベースにC5の負電圧を
印加出来る利点がある。又、第４図は第３図のス
イツチングトランジスタQ1のエミツタに抵抗R8
を附加し、C4のもう一方の端子をQ1のエミツタ
に接続したものである。第５図はこの（第４図）
エミツタ抵抗R8の影響を示したもので、R8の値
が大きくなる程、入力電圧の低い方でIOCの低下
の割合が大きく、入力電圧の変動に対するIOCの
変化が小さく出来る。即ち抵抗R8の値をａ＜ｂ
＜ｃに設定すると特性ａ，ｂ，ｃの如く変化す
る。次に第６図は制御部分の電圧を別巻線（制御
巻線NC）としたもので、C5の負電圧が任意の値
で得られる。なお、抵抗R3は第１図と同じくNB
巻線に接続してもよく、又第３図と同じくホトカ
プラートランジスタPTと並列に接続してもよい。
更に第１図、第３図及び第６図にエミツタ抵抗を
付加してもよい。以上の説明から明らかなように
本発明によれば構成簡単にして出力電圧制御機能
及び入力電圧の変動に係わらずほぼ一定の電流垂
下機能を備えたコンバータを提供できるので特に
スイツチング電源装置に適用してその効果は極め
て大きい。
特性を示し、上記(1)式に示す如くTON時間は負
荷電流I0に比例して増加するが、TOCに相当す
る負荷電流IOC以上には増加せず所謂フの字垂下
特性を得る。このように上記の回路によれば容易
に出力電圧制御機能及び過電流制限機能を得るこ
とが可能であるが、この機能は入力電圧Eiの変化
巾の少ない時に特に効果的である。しかし乍らこ
の過電流制限機能は入力電圧の変化巾が大きい時
にはOC点の電流IOCは入力電圧変動を充分に補
償し切れない。この理由はコンデンサC4を充電
する電流は上記のOC点近傍では抵抗R3を流れる
電流のみとなるが、RCCのオフ期間にコンデン
サC4の充電電荷を放電する径路も抵抗R3を通し
て行うため、充分放電しきれないことに起因する
と考えられる。本発明は係る点を鑑み述上の問題
を解消し、入力電圧変動の大きい場合に於ても有
効なコンバータを提供するものである。第１図は
本発明の一実施例回路図で従来例と同一符号は同
等部分を示す。本発明は従来例と対比して明確な
ように帰還巻線NBの両端にダイオードD3及びコ
ンデンサC5の直列回路を接続すると共に該ダイ
オードD3及びコンデンサC5の接続点を抵抗R6を
介して制御用トランジスタQ2のベースに接続し
たことを特徴とするものである。このように構成
すればコンデンサC5は主トランジスタQ1のオフ
時に帰還巻線NBに発生する電圧により図示の極
性に充電され、コンデンサC4に対し負電圧電源
が形成される。なお、定電圧制御されるRCCで
は主トランジスタQ1のオフ時に帰還巻線NBに発
生する逆電圧は出力電圧E0に比例してほぼ一定
であり、この結果コンデンサC5の負電圧もほぼ
一定となる。上記のようにコンデンサC5には負
電圧が蓄えられる結果、主トランジスタQ1のオ
ン時に抵抗R3を介して充電されるコンデンサC4
の電荷は放電時に抵抗R6及びコンデンサC5を介
して急速に放電する。第２図はこの出力特性図で
横軸は入力電圧Ei、縦軸は負荷（垂下）電流IOC
を示す。第２図中、曲線ｂに示すように本発明に
よれば入力電圧Eiの大巾な変化にも係わらずIOC
の変化が少くほぼ一定となることを示す。なお、
曲線ａは従来回路（第１図）の特性図で入力変動
によりIOCが変化することを示す。第３図、第４
図及び第６図は本発明の他の実施例回路図で第３
図は抵抗R3の接続点をD2のアノード側からカソ
ード側に移したもので、RCCのオフ期間に径路
R2−R7−R6を通してQ1のベースにC5の負電圧を
印加出来る利点がある。又、第４図は第３図のス
イツチングトランジスタQ1のエミツタに抵抗R8
を附加し、C4のもう一方の端子をQ1のエミツタ
に接続したものである。第５図はこの（第４図）
エミツタ抵抗R8の影響を示したもので、R8の値
が大きくなる程、入力電圧の低い方でIOCの低下
の割合が大きく、入力電圧の変動に対するIOCの
変化が小さく出来る。即ち抵抗R8の値をａ＜ｂ
＜ｃに設定すると特性ａ，ｂ，ｃの如く変化す
る。次に第６図は制御部分の電圧を別巻線（制御
巻線NC）としたもので、C5の負電圧が任意の値
で得られる。なお、抵抗R3は第１図と同じくNB
巻線に接続してもよく、又第３図と同じくホトカ
プラートランジスタPTと並列に接続してもよい。
更に第１図、第３図及び第６図にエミツタ抵抗を
付加してもよい。以上の説明から明らかなように
本発明によれば構成簡単にして出力電圧制御機能
及び入力電圧の変動に係わらずほぼ一定の電流垂
下機能を備えたコンバータを提供できるので特に
スイツチング電源装置に適用してその効果は極め
て大きい。
第１図、第２図は本発明の一実施例回路図及び
その出力特性図、第３図、第４図、第６図は本発
明の他の実施例回路図、第５図は第４図の特性説
明図、第７図、第８図は従来回路図及びその特性
説明図である。図においてＴは出力トランス、
N1，N2，NB及びNCはその一次二次、帰還（ベ
ース）及び制御巻線、Ａは出力電圧検出部、Ｂは
制御回路、Q1はスイツチング用主トランジスタ、
Q2は制御用トランジスタ、C1〜C5はコンデンサ、
R1〜R7は抵抗、PD，PTはホトカプラー発光部
及び受光部である。
その出力特性図、第３図、第４図、第６図は本発
明の他の実施例回路図、第５図は第４図の特性説
明図、第７図、第８図は従来回路図及びその特性
説明図である。図においてＴは出力トランス、
N1，N2，NB及びNCはその一次二次、帰還（ベ
ース）及び制御巻線、Ａは出力電圧検出部、Ｂは
制御回路、Q1はスイツチング用主トランジスタ、
Q2は制御用トランジスタ、C1〜C5はコンデンサ、
R1〜R7は抵抗、PD，PTはホトカプラー発光部
及び受光部である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一次巻線、二次巻線、帰還巻線及び必要によ
り制御巻線を有する出力トランスと、前記一次巻
線の一端にコレクタを接続し、前記帰還巻線の一
端にベース、他端にエミツタを直接又は第１の抵
抗を介して接続したスイツチング用主トランジス
タと、前記二次巻線に前記主トランジスタのオフ
時に導通する極性に接続した整流ダイオードと、
前記主トランジスタのベース、エミツタ間を側路
するように接続した制御用トランジスタと、前記
帰還巻線もしくは制御巻線の両端に第２の抵抗及
び第１のコンデンサから成り、それらの接続点を
前記制御制御用トランジスタのベースに接続した
時定数回路と、前記第１のコンデンサの充電時定
数を可変せしめる回路を設けるようにしたリンギ
ングチヨークコンバータにおいて、前記帰還巻線
もしくは前記制御巻線の両端に、第２のコンデン
サ、及び前記主トランジスタのオフ時に第２のコ
ンデンサを充電する極性とする第２の整流ダイオ
ードの直列回路を接続すると共に、第２のコンデ
ンサと第２の整流ダイオードの接続点と前記制御
用トランジスタのベースを第３の抵抗を介して接
続したことを特徴とするリンギングチヨークコン
バータ。 ２ アノード側を帰還巻線の一端に、カソード側
をスイツチング用主トランジスタのベースに接続
するごとく、前記主トランジスタの起動電流廻り
込み防止用ダイオードを挿入した特許請求の範囲
第１項記載のリンギングチヨークコンバータ。 ３ 第２の抵抗を起動電流廻り込み防止用ダイオ
ードのカソード側に接続した特許請求の範囲第２
項記載のリンギングチヨークコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23026286A JPS6387172A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
| US07/098,563 US4862338A (en) | 1986-09-29 | 1987-09-21 | Ringing choke converter using single switching element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23026286A JPS6387172A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6387172A JPS6387172A (ja) | 1988-04-18 |
| JPH0376113B2 true JPH0376113B2 (ja) | 1991-12-04 |
Family
ID=16905044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23026286A Granted JPS6387172A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6387172A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5146163B2 (ja) * | 2008-07-03 | 2013-02-20 | 村田機械株式会社 | 搬送走行車システム |
-
1986
- 1986-09-29 JP JP23026286A patent/JPS6387172A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6387172A (ja) | 1988-04-18 |
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