JPH0462240B2 - - Google Patents
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- JPH0462240B2 JPH0462240B2 JP3457883A JP3457883A JPH0462240B2 JP H0462240 B2 JPH0462240 B2 JP H0462240B2 JP 3457883 A JP3457883 A JP 3457883A JP 3457883 A JP3457883 A JP 3457883A JP H0462240 B2 JPH0462240 B2 JP H0462240B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、電話交換機の加入者回路に係り、特
に電子化するに好適な２線−４線変換回路に関す
るものである。
に電子化するに好適な２線−４線変換回路に関す
るものである。
電話交換機システムにおいても、半導体製造技
術の進歩により電子化並びに小形大容量化が進ん
でいる。しかし、電話交換機の加入者回路部は、
電源電圧が高いこと、信号振幅が大きいこと等の
理由から電子化が遅れている。
術の進歩により電子化並びに小形大容量化が進ん
でいる。しかし、電話交換機の加入者回路部は、
電源電圧が高いこと、信号振幅が大きいこと等の
理由から電子化が遅れている。
第１図は、その加入者回路部の２線−４線変換
部分の電子化を試みた例で、「日経エレクトロニ
クス、1982年５月10日（No.290）の142頁の図１
４」に示されている回路である。以下にこの回路
構成並びに動作説明をする。図中、１は２線端子
Ａ，Ｂを介して線路インピーダンスZLと接続した
差動信号検出器、２はその差動信号検出器１の出
力部に設けられたコンデンサ、抵抗から成る終端
インピーダンス決定素子で、２線側から見た終端
インピーダンスを決定するためのものである。３
はその後段に設けられた電流電圧変換回路で、出
力は加算器７に入力してある。４は電流電圧変換
回路３の出力電圧と端子4WRより入力される４
線入力信号電圧とを加算する加算器、５は電圧電
流変換器、６は電流増幅器で、変換電流を増幅し
て２線端子Ａ，Ｂに送出するためのものである。
８は端子4WRよりの４線入力信号を電流変換す
る電流電圧変換回路で、変換電流はバランスイン
ピーダンス９と擬似終端インピーダンス１０に供
給してある。そのインピーダンス１０を介して得
られた電流は電流電圧変換回路１１を介し、加算
器７において前記電流電圧変換回路３を介して得
た電圧と加算される。その加算結果は端子4WS
より４線出力として出力される。なお、バランス
インピーダンス９は２線側の線路インピーダンス
に対応するものであり、インピーダンス１０は終
端インピーダンス決定素子２に対応する擬似終端
インピーダンスである。そして、２線側から見た
入力インピーダンス、すなわち終端インピーダン
スは、差動信号検出器１→インピーダンス２→電
流電圧変換回路３→加算器４→電圧電流変換回路
５→電流増幅器６の負帰還ループにより、終端イ
ンピーダンス決定素子２に比例するように定ま
る。そして、２線側信号は、差動検出器１で検出
され、終端インピーダンス決定素子２で電流変換
され、電流電圧変換器３で電圧信号に変換されて
加算器７を介して４線出力端子4WSより出力さ
れるものである。
部分の電子化を試みた例で、「日経エレクトロニ
クス、1982年５月10日（No.290）の142頁の図１
４」に示されている回路である。以下にこの回路
構成並びに動作説明をする。図中、１は２線端子
Ａ，Ｂを介して線路インピーダンスZLと接続した
差動信号検出器、２はその差動信号検出器１の出
力部に設けられたコンデンサ、抵抗から成る終端
インピーダンス決定素子で、２線側から見た終端
インピーダンスを決定するためのものである。３
はその後段に設けられた電流電圧変換回路で、出
力は加算器７に入力してある。４は電流電圧変換
回路３の出力電圧と端子4WRより入力される４
線入力信号電圧とを加算する加算器、５は電圧電
流変換器、６は電流増幅器で、変換電流を増幅し
て２線端子Ａ，Ｂに送出するためのものである。
８は端子4WRよりの４線入力信号を電流変換す
る電流電圧変換回路で、変換電流はバランスイン
ピーダンス９と擬似終端インピーダンス１０に供
給してある。そのインピーダンス１０を介して得
られた電流は電流電圧変換回路１１を介し、加算
器７において前記電流電圧変換回路３を介して得
た電圧と加算される。その加算結果は端子4WS
より４線出力として出力される。なお、バランス
インピーダンス９は２線側の線路インピーダンス
に対応するものであり、インピーダンス１０は終
端インピーダンス決定素子２に対応する擬似終端
インピーダンスである。そして、２線側から見た
入力インピーダンス、すなわち終端インピーダン
スは、差動信号検出器１→インピーダンス２→電
流電圧変換回路３→加算器４→電圧電流変換回路
５→電流増幅器６の負帰還ループにより、終端イ
ンピーダンス決定素子２に比例するように定ま
る。そして、２線側信号は、差動検出器１で検出
され、終端インピーダンス決定素子２で電流変換
され、電流電圧変換器３で電圧信号に変換されて
加算器７を介して４線出力端子4WSより出力さ
れるものである。
また、４線入力信号は、端子4WRより加算器
４を介して電圧電流変換器５で電流信号に変換さ
れ、電流増幅器６により増幅されて２線側端子
Ａ，Ｂへ伝達される。同回路は、２線側の線路イ
ンピーダンスZLと前述の終端インピーダンス２と
の不整合により端子4WRより入力された４線入
力信号は２線側端子Ａ，Ｂを介して４線出力端子
4WS側に漏れてくる。そこで、バランスインピ
ーダンス９と擬似終端インピーダンス１０は４線
入力信号よりこの漏れ信号を打ち消す信号を発生
し、加算器７で打ち消すというものである。
４を介して電圧電流変換器５で電流信号に変換さ
れ、電流増幅器６により増幅されて２線側端子
Ａ，Ｂへ伝達される。同回路は、２線側の線路イ
ンピーダンスZLと前述の終端インピーダンス２と
の不整合により端子4WRより入力された４線入
力信号は２線側端子Ａ，Ｂを介して４線出力端子
4WS側に漏れてくる。そこで、バランスインピ
ーダンス９と擬似終端インピーダンス１０は４線
入力信号よりこの漏れ信号を打ち消す信号を発生
し、加算器７で打ち消すというものである。
しかし、このような回路構成では、４線入力信
号を２線側へ伝達するさいの加算処理（加算器
４）、上述の漏れ信号を打ち消すための加算処理
（加算器７）を、２線信号に比例した電圧を発生
する電流電圧変換器３の出力形態、すなわち電圧
信号に揃えて処理しているために各ブロツク間に
は信号形態を合わせるために必ず電圧電流変換回
路か電流電圧変換回路を必要とし、回路構成が複
雑となる欠点がある。
号を２線側へ伝達するさいの加算処理（加算器
４）、上述の漏れ信号を打ち消すための加算処理
（加算器７）を、２線信号に比例した電圧を発生
する電流電圧変換器３の出力形態、すなわち電圧
信号に揃えて処理しているために各ブロツク間に
は信号形態を合わせるために必ず電圧電流変換回
路か電流電圧変換回路を必要とし、回路構成が複
雑となる欠点がある。
第１図の２線−４線変換回路の等価回路を求め
る。
る。
ここで差動信号検出器１の伝達係数＝AV，電
流増幅器６の増幅率＝AI，電圧電流変換器５，
８の変換係数＝KV，電流電圧変換器３，１１の
変換係数＝KIとし、加算器４，７の伝達係数＝
１とする。そして、終端インピーダンス決定素子
２の値＝ZXとする。２線（Ａ，Ｂ）での信号レ
ベルeo，電流増幅器６の出力電流＝ioとするとio
は以下となる。
流増幅器６の増幅率＝AI，電圧電流変換器５，
８の変換係数＝KV，電流電圧変換器３，１１の
変換係数＝KIとし、加算器４，７の伝達係数＝
１とする。そして、終端インピーダンス決定素子
２の値＝ZXとする。２線（Ａ，Ｂ）での信号レ
ベルeo，電流増幅器６の出力電流＝ioとするとio
は以下となる。
io＝［eoAV／ZXK1＋ei］KV・AI
＝AVAI／ZX・KI・KV・eo＋KV・AI・ei
……(i)
２線（Ａ，Ｂ）側より２線−４線変換回路側を
見たインピーダンスが終端インピーダンス（ZIN）
より ZIN≡eo／io （但しei＝ｏ） ＝１／AV・AI・KI・KV・ZX ……(ii) となり、終端インピーダンスZINは終端インピー
ダンス決定素子ZXに比例する。(ii)式を用いて(i)
式を書き直すと(iii)式となる。
見たインピーダンスが終端インピーダンス（ZIN）
より ZIN≡eo／io （但しei＝ｏ） ＝１／AV・AI・KI・KV・ZX ……(ii) となり、終端インピーダンスZINは終端インピー
ダンス決定素子ZXに比例する。(ii)式を用いて(i)
式を書き直すと(iii)式となる。
io＝eo／ZIN＋KV・AI・ei ……(iii)
一方、第１図に示す様に２線側の負荷インピー
ダンスZLが接続されているio＝−eo／ZLより、−eo／ZL ＝eo／ZIN＋KV・AI・eiとなり、これを(iii)式に代入す ると２線出力電圧eoは(iv)式となる。
ダンスZLが接続されているio＝−eo／ZLより、−eo／ZL ＝eo／ZIN＋KV・AI・eiとなり、これを(iii)式に代入す ると２線出力電圧eoは(iv)式となる。
ep＝−（ZL・ZIN／ZL＋ZIN）KV・AI・ei ……(iv)
この(iv)式を等価回路で示すと第８図となる。す
なわち、２線（Ａ，Ｂ）側から、２線−４線変換
回路側を見ると、終端インピーダンスZINと、４
線入力電圧eiに比例した振幅を持つ定電流回路２
８の並列接続で等価的に表わされる。これに対し
既存の設備は、電磁部品で構成され、加入者の信
号伝達は第９図に示す様に結合コンデンサ２９を
介して加入者Ａ３０から加入者Ｂ３１へ行われ
る。これを等価的にあらわすと第１０図に示すよ
うに負荷インピーダンスZL（600Ω：加入者Ｂ）を
終端インピーダンスZIN（600Ωとし以下の直列：
加入者Ａ）と信号入力電源ei３４で駆動している
様にあらわされる。
なわち、２線（Ａ，Ｂ）側から、２線−４線変換
回路側を見ると、終端インピーダンスZINと、４
線入力電圧eiに比例した振幅を持つ定電流回路２
８の並列接続で等価的に表わされる。これに対し
既存の設備は、電磁部品で構成され、加入者の信
号伝達は第９図に示す様に結合コンデンサ２９を
介して加入者Ａ３０から加入者Ｂ３１へ行われ
る。これを等価的にあらわすと第１０図に示すよ
うに負荷インピーダンスZL（600Ω：加入者Ｂ）を
終端インピーダンスZIN（600Ωとし以下の直列：
加入者Ａ）と信号入力電源ei３４で駆動している
様にあらわされる。
一般にZL，ZINは複素インピーダンスでZL≠ZIN
であるため、第８図の従来例では既存設備の場合
と伝達性の周波数性に差異が生じる問題が有り、
第１図に示す回路とは別に周波数特性補正回路を
必要とし、回路構成がさらに複雑となる欠点もあ
つた。
であるため、第８図の従来例では既存設備の場合
と伝達性の周波数性に差異が生じる問題が有り、
第１図に示す回路とは別に周波数特性補正回路を
必要とし、回路構成がさらに複雑となる欠点もあ
つた。
本発明の目的は、前記した従来技術の欠点をな
くし、電話交換機の加入者回路としての良好な特
性を保持した状態で、かつ簡単な回路構成で半導
体集積回路化が実現できる２線−４線変換回路を
提供することにある。
くし、電話交換機の加入者回路としての良好な特
性を保持した状態で、かつ簡単な回路構成で半導
体集積回路化が実現できる２線−４線変換回路を
提供することにある。
本発明による２線−４線変換回路は、２線側の
平衡差動信号を入力する２線入力端子、４線入力
信号を入力する不平衡入力端子、及び不平衡出力
端子を有し、該平衡差動信号を不平衡信号に変換
して該不平衡出力端子へ出力するとともに、該４
線入力信号を該不平衡出力端子へ伝達する差動信
号検出回路と、 ２線側から回路側を見た入力インピーダンスで
ある終端インピーダンスを決定する終端インピー
ダンス決定素子と、 前記不平衡出力電圧が印加される信号入力端
子、前記終端インピーダンス決定素子に接続され
る電圧出力端子、及び電流出力端子子を有し、該
信号入力端子の入力電圧により該電圧出力端子を
介して前記終端インピーダンス決定素子を駆動す
るとともに、該入力電圧をもとに前記終端インピ
ーダンス決定素子に反比例した電流信号を該電流
出力端子へ出力する電圧電流変換回路と、 ２線側に接続されるとともに、前記電圧電流変
換回路が出力する電流信号により駆動され、２線
側を相補な出力により駆動する電流増幅回路と、 ２線側の線路インピーダンスに対応して設けた
バランスインピーダンス、及び前記終端インピー
ダンス決定素子に対応して設けた擬似終端インピ
ーダンスを直列接続してなる直列インピーダンス
回路と、 前記直列インピーダンス回路に流れる電流と前
記終端インピーダンス決定素子に流れる電流とを
加えて得た電流を電圧に変換する電流電圧変換回
路と、 ４線入力端子信号を得て前記直列インピーダン
ス回路を駆動する反転増幅回路とを備えるととも
に、 前記差動信号検出回路で検出した２線側信号電
圧を前記電圧電流変換回路が電流変換し、さらに
前記電流増幅回路がその電流信号により２線側を
電流駆動する負帰還により、前記終端インピーダ
ンスが前記終端インピーダンス決定素子に比例し
た値に設定されることを特徴とするものである。
平衡差動信号を入力する２線入力端子、４線入力
信号を入力する不平衡入力端子、及び不平衡出力
端子を有し、該平衡差動信号を不平衡信号に変換
して該不平衡出力端子へ出力するとともに、該４
線入力信号を該不平衡出力端子へ伝達する差動信
号検出回路と、 ２線側から回路側を見た入力インピーダンスで
ある終端インピーダンスを決定する終端インピー
ダンス決定素子と、 前記不平衡出力電圧が印加される信号入力端
子、前記終端インピーダンス決定素子に接続され
る電圧出力端子、及び電流出力端子子を有し、該
信号入力端子の入力電圧により該電圧出力端子を
介して前記終端インピーダンス決定素子を駆動す
るとともに、該入力電圧をもとに前記終端インピ
ーダンス決定素子に反比例した電流信号を該電流
出力端子へ出力する電圧電流変換回路と、 ２線側に接続されるとともに、前記電圧電流変
換回路が出力する電流信号により駆動され、２線
側を相補な出力により駆動する電流増幅回路と、 ２線側の線路インピーダンスに対応して設けた
バランスインピーダンス、及び前記終端インピー
ダンス決定素子に対応して設けた擬似終端インピ
ーダンスを直列接続してなる直列インピーダンス
回路と、 前記直列インピーダンス回路に流れる電流と前
記終端インピーダンス決定素子に流れる電流とを
加えて得た電流を電圧に変換する電流電圧変換回
路と、 ４線入力端子信号を得て前記直列インピーダン
ス回路を駆動する反転増幅回路とを備えるととも
に、 前記差動信号検出回路で検出した２線側信号電
圧を前記電圧電流変換回路が電流変換し、さらに
前記電流増幅回路がその電流信号により２線側を
電流駆動する負帰還により、前記終端インピーダ
ンスが前記終端インピーダンス決定素子に比例し
た値に設定されることを特徴とするものである。
以下、第２図〜第７図に従つて本発明を詳述す
る。第２図はその一実施例を示す２線−４線変換
回路のブロツク構成図であつて、第１図と同一機
能を有するものは同一符号を付してある。１２は
オペアンプ１５，トランジスタ１７，定電流源１
８から成る電圧電流変換器であり、信号入力端子
Ｉと電流出力端子OCと制御端子Ｃを有している。
制御端子Ｃにはインピーダンス１４を介して電流
電圧変換器３が、電流出力端子OCには電流増幅
器６が、そして、端子Ｉには差動信号検出器Ｉの
不平衡出力ODが接続してある。また、１３は４
線入力信号端子４WRに接続された反転増幅器、
ZBN１９は、その出力に接続されるバランスイ
ンピーダンス、ZX′２０はそのバランスインピー
ダンスZBN１９と電流電圧変換器３の間に接続
される擬似終端インピーダンスである。なお、電
圧電流変換器１２を構成するオペアンプ１５とト
ランジスタ１７は端子Ｉより入力される信号電圧
と制御端子Ｃより入力される制御電圧が等しくな
るように部分的な負帰還回路を構成している。従
つて、端子Ｉより入力される電圧に比例した電流
がインピーダンスZX１４に流れ、オペアンプ１
５の入力抵抗が十分に大きいので、この電流と等
しい電流がトランジスタ１７のコレクタを経由し
て電流出力端子OCに流れる。また、定電流源１
８はトランジスタ１７の直流バイアス用である。
る。第２図はその一実施例を示す２線−４線変換
回路のブロツク構成図であつて、第１図と同一機
能を有するものは同一符号を付してある。１２は
オペアンプ１５，トランジスタ１７，定電流源１
８から成る電圧電流変換器であり、信号入力端子
Ｉと電流出力端子OCと制御端子Ｃを有している。
制御端子Ｃにはインピーダンス１４を介して電流
電圧変換器３が、電流出力端子OCには電流増幅
器６が、そして、端子Ｉには差動信号検出器Ｉの
不平衡出力ODが接続してある。また、１３は４
線入力信号端子４WRに接続された反転増幅器、
ZBN１９は、その出力に接続されるバランスイ
ンピーダンス、ZX′２０はそのバランスインピー
ダンスZBN１９と電流電圧変換器３の間に接続
される擬似終端インピーダンスである。なお、電
圧電流変換器１２を構成するオペアンプ１５とト
ランジスタ１７は端子Ｉより入力される信号電圧
と制御端子Ｃより入力される制御電圧が等しくな
るように部分的な負帰還回路を構成している。従
つて、端子Ｉより入力される電圧に比例した電流
がインピーダンスZX１４に流れ、オペアンプ１
５の入力抵抗が十分に大きいので、この電流と等
しい電流がトランジスタ１７のコレクタを経由し
て電流出力端子OCに流れる。また、定電流源１
８はトランジスタ１７の直流バイアス用である。
第２図の回路動作を以下に説明する。すなわち
２線側（Ａ，Ｂ）の信号epを差動信号検出器１に
より検出し、平衡−不平衡変換を行い電圧電流変
換器１２のオペンプ１５の＋端子に入力する。前
述したように、この信号に比例した電流がインピ
ーダンス１４に流れ、これを電流電圧変換器３に
よつて電圧信号に変換し、端子４WSより出力す
る。また端子４WRより入力される４線側入力信
号は差動信号検出器１２の不平衡入力端子IDに
印加され、電圧電流変換器１２の出力端子OCよ
り出力され、相補な電流出力を持つ電流増幅器６
で不平衡から平衡への変換がなされ、２線側端子
Ａ，Ｂに伝達される。この２線側端子（Ａ，Ｂ）
の入力インピーダンス、すなわち、終端インピー
ダンスは差動信号検出器１−電圧電流変換器１２
−電流増幅器６の負帰還ループにより終端インピ
ーダンス決定素子であるインピーダンスZX１４
に比例するように定まる。また、２線側の線路イ
ンピーダンスZLと上述の終端インピーダンスZX
１４の不整合により端子４WRより入力された４
線入力信号は、２線側端子Ａ，Ｂを介して４線出
力端子４WSに洩れてくる。バランス・インピー
ダンスZBN１９と擬似終端インピーダンスZX′２
０の直列回路は、この洩れ信号を打ち消す電流信
号を発生し、電流電圧変換器３に入力することで
４線入力信号が端子４WSに洩れるのを防止す
る。
２線側（Ａ，Ｂ）の信号epを差動信号検出器１に
より検出し、平衡−不平衡変換を行い電圧電流変
換器１２のオペンプ１５の＋端子に入力する。前
述したように、この信号に比例した電流がインピ
ーダンス１４に流れ、これを電流電圧変換器３に
よつて電圧信号に変換し、端子４WSより出力す
る。また端子４WRより入力される４線側入力信
号は差動信号検出器１２の不平衡入力端子IDに
印加され、電圧電流変換器１２の出力端子OCよ
り出力され、相補な電流出力を持つ電流増幅器６
で不平衡から平衡への変換がなされ、２線側端子
Ａ，Ｂに伝達される。この２線側端子（Ａ，Ｂ）
の入力インピーダンス、すなわち、終端インピー
ダンスは差動信号検出器１−電圧電流変換器１２
−電流増幅器６の負帰還ループにより終端インピ
ーダンス決定素子であるインピーダンスZX１４
に比例するように定まる。また、２線側の線路イ
ンピーダンスZLと上述の終端インピーダンスZX
１４の不整合により端子４WRより入力された４
線入力信号は、２線側端子Ａ，Ｂを介して４線出
力端子４WSに洩れてくる。バランス・インピー
ダンスZBN１９と擬似終端インピーダンスZX′２
０の直列回路は、この洩れ信号を打ち消す電流信
号を発生し、電流電圧変換器３に入力することで
４線入力信号が端子４WSに洩れるのを防止す
る。
以上説明してきたように、第２図では上述の洩
れ信号を打ち消す処理を電流モードで行つている
ので、第１図の電圧モードで処理する場合に比較
して特に電流電圧変換回路を必要とせず回路構成
が簡単となる利点が生じる。さらに、第２図では
４線入力信号を差動信号検出器１の不平衡入力端
子IDに印加し、インピーダンスZX１４に反比例
した電流信号で電流増幅器６を駆動するので２線
側端子Ａ，Ｂから見ると第２図の回路はインピー
ダンス（ZX）１４に比例したインピーダンスと
４線入力電圧に比例した振幅を持つ定電圧源の直
列回路として等価的に見え、従来の加入者回路と
同一の特性を有する。これを第２図を用いてより
詳細に求める。今、４線入力電圧をei、２線側出
力電圧をeo、差動信号検出器１の電圧利をAV、
電流増幅器６の電流利をAI、その出力電流をioと
すると、io＝（eo＊AV＋ei／ZX）AIより (1)式 io＝１／ZX／AVAI・eo＋１／ZX／AIei ……(1) が成立する、終端インピーダンスZINは、ZIN＝
eo／io（ここでeu＝０である）よりZIN＝ZX／AVAIとな るこれより(1)式は(2)式となる。
れ信号を打ち消す処理を電流モードで行つている
ので、第１図の電圧モードで処理する場合に比較
して特に電流電圧変換回路を必要とせず回路構成
が簡単となる利点が生じる。さらに、第２図では
４線入力信号を差動信号検出器１の不平衡入力端
子IDに印加し、インピーダンスZX１４に反比例
した電流信号で電流増幅器６を駆動するので２線
側端子Ａ，Ｂから見ると第２図の回路はインピー
ダンス（ZX）１４に比例したインピーダンスと
４線入力電圧に比例した振幅を持つ定電圧源の直
列回路として等価的に見え、従来の加入者回路と
同一の特性を有する。これを第２図を用いてより
詳細に求める。今、４線入力電圧をei、２線側出
力電圧をeo、差動信号検出器１の電圧利をAV、
電流増幅器６の電流利をAI、その出力電流をioと
すると、io＝（eo＊AV＋ei／ZX）AIより (1)式 io＝１／ZX／AVAI・eo＋１／ZX／AIei ……(1) が成立する、終端インピーダンスZINは、ZIN＝
eo／io（ここでeu＝０である）よりZIN＝ZX／AVAIとな るこれより(1)式は(2)式となる。
io＝eo／ZIN＋ei／AV・ZIN ……(2)
一方、２線側に負荷インピーダンスZLを接続す
るとio＝−eo／ZLより、−eo／ZL＝eo／ZIN＋ei／AV・Z
INが成 立し、これより４線→２線伝達利得G24は(3)式と
なる。
るとio＝−eo／ZLより、−eo／ZL＝eo／ZIN＋ei／AV・Z
INが成 立し、これより４線→２線伝達利得G24は(3)式と
なる。
G24＝ep／eI＝−（ZL／ZL＋ZIN）・１／AV ……(3)
この(3)式を等価回路で示すと第３図となる。す
なわち、２線（Ａ，Ｂ）側より２線−４線変換回
路側を見るとZINに比例したインピーダンスと４
線入力電圧eiに比例した振幅を持つ定電圧源の直
列回路として等価的に見え、従来の加入者回路と
同一の特性を有する。従つて、第１図の回路で問
題となつた２線−４線信号伝送において従来と異
なる周波数特性を生じるようなことはなく、周波
数特性補正回路が不要となるか、著しく簡単とな
る利点がある。
なわち、２線（Ａ，Ｂ）側より２線−４線変換回
路側を見るとZINに比例したインピーダンスと４
線入力電圧eiに比例した振幅を持つ定電圧源の直
列回路として等価的に見え、従来の加入者回路と
同一の特性を有する。従つて、第１図の回路で問
題となつた２線−４線信号伝送において従来と異
なる周波数特性を生じるようなことはなく、周波
数特性補正回路が不要となるか、著しく簡単とな
る利点がある。
また、第４図は第２図に示す差動信号検出器１
の具体的な回路構成を示したもので、トランジス
タQ1，Q2およびQ3，Q4はいわゆるカレントミラ
ー回路を構成し、抵抗R1，R2によつて２線側端
子（Ａ，Ｂ）の平衡信号電圧を検出し、トランジ
スタQ2，Q4のコレクタより電流信号に変換し、
オペアンプ１６と抵抗R5，R6による電流電圧変
換回路で電圧信号に変換すると共に、平衡−不平
衡信号変換を行う。ここで４線入力信号がない場
合は不平衡入力端子ID＝OV電位のため等価的に
接地されているものと表現した。なお、VBBは電
源である。
の具体的な回路構成を示したもので、トランジス
タQ1，Q2およびQ3，Q4はいわゆるカレントミラ
ー回路を構成し、抵抗R1，R2によつて２線側端
子（Ａ，Ｂ）の平衡信号電圧を検出し、トランジ
スタQ2，Q4のコレクタより電流信号に変換し、
オペアンプ１６と抵抗R5，R6による電流電圧変
換回路で電圧信号に変換すると共に、平衡−不平
衡信号変換を行う。ここで４線入力信号がない場
合は不平衡入力端子ID＝OV電位のため等価的に
接地されているものと表現した。なお、VBBは電
源である。
また、第５図は第２図の電流増幅器６の具体的
な一例を示したものであり、それぞれ、オペアン
プ２１，２２、トランジスタQ5，Q6，Q7，Q8、
抵抗１Ｒ，２Ｒ，３Ｒ，４Ｒから成り、図示に如
く接続してある。オペアンプ２１とトランジスタ
Q5によつて電流供給系の電流出力部を構成し、
オペアンプ２２とトランジスタQ6によつて電流
吸収形の電流出力部を構成し、互いに相補な出力
部を構成している。そして、トランジスタQ7，
Q8はカレントミラー回路であり、入力（IN）電
流を分割し、一方は電流供給形の電流出力部を、
他方は電流吸収形の電流出力部を駆動する。
な一例を示したものであり、それぞれ、オペアン
プ２１，２２、トランジスタQ5，Q6，Q7，Q8、
抵抗１Ｒ，２Ｒ，３Ｒ，４Ｒから成り、図示に如
く接続してある。オペアンプ２１とトランジスタ
Q5によつて電流供給系の電流出力部を構成し、
オペアンプ２２とトランジスタQ6によつて電流
吸収形の電流出力部を構成し、互いに相補な出力
部を構成している。そして、トランジスタQ7，
Q8はカレントミラー回路であり、入力（IN）電
流を分割し、一方は電流供給形の電流出力部を、
他方は電流吸収形の電流出力部を駆動する。
また、第６図は、第２図の電流電圧変換器３の
具体的な回路構成図であつて、オペアンプ２３と
抵抗２４により構成され、オペアンプ２３の十分
な負帰還により入力抵抗はほとんど０オームにな
る。
具体的な回路構成図であつて、オペアンプ２３と
抵抗２４により構成され、オペアンプ２３の十分
な負帰還により入力抵抗はほとんど０オームにな
る。
さらにまた、第７図は第２図の反転増幅回路１
３の具体的な回路構成図であり、オペアンプ２
５、抵抗２６，２７から成つている。
３の具体的な回路構成図であり、オペアンプ２
５、抵抗２６，２７から成つている。
これら第４図〜第７図に示す回路は全て半導体
集積回路化されており、したがつて第２図の回路
全体は容易に半導体集積回路化が可能である。
集積回路化されており、したがつて第２図の回路
全体は容易に半導体集積回路化が可能である。
上述の実施例からも明らかなように本発明によ
れば、加入者回路の特性劣化を生ずることのない
特性の秀れた、簡単な構成でしかも半導体集積回
路化の可能な経済性の高い加入者回路の２線−４
線変換回路を得ることができるという利点があ
る。
れば、加入者回路の特性劣化を生ずることのない
特性の秀れた、簡単な構成でしかも半導体集積回
路化の可能な経済性の高い加入者回路の２線−４
線変換回路を得ることができるという利点があ
る。
第１図は従来の２線−４線変換回路図、第２図
は本発明の一実施例を示す２線−４線変換回路
図、第３図は第２図の等価回路図、第４図〜第７
図は第２図の各部の詳細な回路構成図、第８図は
第１図の等価回路図、第９図は従来の加入者回路
図、第１０図は第９図の等価回路図である。 １……差動信号検出器、３……電流電圧変換回
路、６……電流増幅器、１２……電圧電流変換回
路、１３……反転増幅器。
は本発明の一実施例を示す２線−４線変換回路
図、第３図は第２図の等価回路図、第４図〜第７
図は第２図の各部の詳細な回路構成図、第８図は
第１図の等価回路図、第９図は従来の加入者回路
図、第１０図は第９図の等価回路図である。 １……差動信号検出器、３……電流電圧変換回
路、６……電流増幅器、１２……電圧電流変換回
路、１３……反転増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２線側の平衡差動信号を入力する２線入力端
子、４線入力電圧を入力する不平衡入力端子及び
不平衡出力電圧を出力する不平衡出力端子を有
し、該平衡差動信号を不平衡信号に変換して該不
平衡出力端子へ出力するとともに、該４線入力電
圧を該不平衡出力端子へ伝達する差動信号検出回
路と、 ２線側から回路側を見た入力インピーダンスで
ある終端インピーダンスを決定する終端インピー
ダンス決定素子と、 前記不平衡出力端子の不平衡出力電圧が印加さ
れる信号入力端子、前記終端インピーダンス決定
素子に接続される電圧出力端子、及び電流出力端
子を有し、該信号入力端子の入力電圧により該電
圧出力端子を介して前記終端インピーダンス決定
素子を駆動するとともに、該入力電圧をもとに前
記終端インピーダンス決定素子に反比例した電流
信号を該電流出力端子へ出力する電圧電流変換回
路と、 ２線側に接続されるとともに、前記電圧電流変
換回路が出力する電流信号により駆動され、２線
側を相補な出力により駆動する電流増幅回路と、 ２線側の線路インピーダンスに対して設けたバ
ランスインピーダンス、及び前記終端インピーダ
ンス決定素子に対応して設けた擬似終端インピー
ダンスを直列接続してなる直列インピーダンス回
路と、 前記直列インピーダンス回路に流れる電流と前
記終端インピーダンス決定素子に流れる電流とを
加えて得た電流を４線出力電圧に変換する電流電
圧変換回路と、 ４線入力電圧を反転するとともに、該反転電圧
信号で前記直列インピーダンス回路を駆動し、該
インピーダンス回路の出力側に該インピーダンス
回路の直列インピーダンスに反比例した電流信号
を発生させる、反転増幅回路とを備えたことを特
徴とする２線−４線変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58034578A JPS59161193A (ja) | 1983-03-04 | 1983-03-04 | ２線−４線変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58034578A JPS59161193A (ja) | 1983-03-04 | 1983-03-04 | ２線−４線変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59161193A JPS59161193A (ja) | 1984-09-11 |
| JPH0462240B2 true JPH0462240B2 (ja) | 1992-10-05 |
Family
ID=12418202
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58034578A Granted JPS59161193A (ja) | 1983-03-04 | 1983-03-04 | ２線−４線変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59161193A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2780363B2 (ja) * | 1989-08-11 | 1998-07-30 | 富士通株式会社 | ハイブリッド回路 |
-
1983
- 1983-03-04 JP JP58034578A patent/JPS59161193A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59161193A (ja) | 1984-09-11 |
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