JPS6112130A - Ｐｃｍ符号復号器 - Google Patents
Ｐｃｍ符号復号器Info
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- JPS6112130A JPS6112130A JP13104884A JP13104884A JPS6112130A JP S6112130 A JPS6112130 A JP S6112130A JP 13104884 A JP13104884 A JP 13104884A JP 13104884 A JP13104884 A JP 13104884A JP S6112130 A JPS6112130 A JP S6112130A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/586—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa using an electronic circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はＰＣＭ符号復号器、更に詳し渋受信線からの入
力ＰＣＭ信号を復号してアナログ信号にして、双方向伝
送路である２線式線路に供給すると共に、上記２線式線
路からのアナログ信号をＰＣＭ信号に符号化して送信線
に供給する２線４線変換機能を有するＰＣＭ符号復号器
ＣＰＣＭコーデック）に関するものである。
力ＰＣＭ信号を復号してアナログ信号にして、双方向伝
送路である２線式線路に供給すると共に、上記２線式線
路からのアナログ信号をＰＣＭ信号に符号化して送信線
に供給する２線４線変換機能を有するＰＣＭ符号復号器
ＣＰＣＭコーデック）に関するものである。
交換機の加入者回路には、電源供給、過電圧保護、呼出
信号送出、監視、ＰＣＭ符号復号、２線４線変換、試験
等の機能を持つように構成される。
信号送出、監視、ＰＣＭ符号復号、２線４線変換、試験
等の機能を持つように構成される。
これらの機能を持つ構成の中で、２線４線変換を行なう
回路は、従来は監視回路、過電圧保護回路と一体的に構
成されていたが、最近では半導体集積技術及び回路技術
の進歩に伴なって、ＰＣＭ符号復号回路と一体的に構成
することが倹３４されている（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
／Ｍａｙ５ 、１９８２． Ｐ、 １１３〜１１８）。
回路は、従来は監視回路、過電圧保護回路と一体的に構
成されていたが、最近では半導体集積技術及び回路技術
の進歩に伴なって、ＰＣＭ符号復号回路と一体的に構成
することが倹３４されている（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
／Ｍａｙ５ 、１９８２． Ｐ、 １１３〜１１８）。
電子回路で、２線４線変換機能を実現するために受信線
からの入力信号を加入者線路等の双方向伝送の２線式線
路のみに送り、受信線からの信号が、送信線に回り込み
信号が送信線に出力されないようにしなければならない
。そのため、従来提案されているＰＣＭ符号復号器では
上記回り込み信号を打消すための回路、すなわち平衡回
路はディジタル回路で構成され、かつＰＣＭ符号復号器
と一体的に構成されている。更に詳しく言えば、２線式
線路からの伝送すべき音声アナログ信号は高域雑音除去
用プレフィルタおよびＡ／Ｄ変換器を経てディジタル信
号に変換され、ディジタルフィルタにより帯域制限され
たのちＰＣＭ信号として送信線に送出される。又受（目
線から受信されたＰＣＭ信号はディジタルフィルタによ
り帯域制限され、Ｄ／Ａ変換器、ポストフィルタを介し
て音声アナログ信号として２線式線路に供給される。そ
して、平衡回路は、上記回り込み信号のパスの伝送特性
を近似した特性を持つフィルタを、上記Ａ／Ｄ変換器と
Ｄ／Ａ変換器との間に設け、そのフィルタの出力を上記
Ａ／Ｄ変換器の出力から差引くように構成される。
からの入力信号を加入者線路等の双方向伝送の２線式線
路のみに送り、受信線からの信号が、送信線に回り込み
信号が送信線に出力されないようにしなければならない
。そのため、従来提案されているＰＣＭ符号復号器では
上記回り込み信号を打消すための回路、すなわち平衡回
路はディジタル回路で構成され、かつＰＣＭ符号復号器
と一体的に構成されている。更に詳しく言えば、２線式
線路からの伝送すべき音声アナログ信号は高域雑音除去
用プレフィルタおよびＡ／Ｄ変換器を経てディジタル信
号に変換され、ディジタルフィルタにより帯域制限され
たのちＰＣＭ信号として送信線に送出される。又受（目
線から受信されたＰＣＭ信号はディジタルフィルタによ
り帯域制限され、Ｄ／Ａ変換器、ポストフィルタを介し
て音声アナログ信号として２線式線路に供給される。そ
して、平衡回路は、上記回り込み信号のパスの伝送特性
を近似した特性を持つフィルタを、上記Ａ／Ｄ変換器と
Ｄ／Ａ変換器との間に設け、そのフィルタの出力を上記
Ａ／Ｄ変換器の出力から差引くように構成される。
上述のようなＰＣＭ符号復号器では、上記回り込み信号
のパスの中には一般に増幅回路が設けられるため、受信
信号より漏れ込み信号の方が大きくなる場合があり、Ａ
／Ｄ変換器の符号化レベルを越えるような場合が発生し
たり、あるいは、最大符号化レベルＸ以下であっても、
本来伝送されるべき２線式線路からの信号に回り込み信
号が重畳されるため、送信信号のダイナミックレンジが
不足し、Ｓ／Ｎ比を劣化させるという問題がある。
のパスの中には一般に増幅回路が設けられるため、受信
信号より漏れ込み信号の方が大きくなる場合があり、Ａ
／Ｄ変換器の符号化レベルを越えるような場合が発生し
たり、あるいは、最大符号化レベルＸ以下であっても、
本来伝送されるべき２線式線路からの信号に回り込み信
号が重畳されるため、送信信号のダイナミックレンジが
不足し、Ｓ／Ｎ比を劣化させるという問題がある。
さらに、符号復号器をＬＳＩで実現しようとすると、回
り込み信号と送信信号との合成振幅が電源電圧を越え、
ＬＳＩを破壊する可能性がある。
り込み信号と送信信号との合成振幅が電源電圧を越え、
ＬＳＩを破壊する可能性がある。
又、平衡回路をアナログ回路で構成し、Ａ／Ｄ変換器の
入力とＤ／Ａ変換器の出力との間に形成するものも考え
られるが、平衡回路は種々の負荷、すなわち２線式線路
側のインピーダンスに適応する必要があるため、異った
伝達関数を持つ複数種のアナログ回路を備え、最適の平
衡回路を選択制御する回路が必要となる。ディジタル回
路では乗算器の係数を変化させることにより、回路装置
を増すことなく、容易に複数の平衡回路を実現すること
ができるが、アナログ回路では伝達関数の異なる複数の
平衡回路を実現しようとすれば、異なる抵抗、キャパシ
タ、演算増幅器等を切替えて使用する必要があり、回路
装置規模が大きくなり。
入力とＤ／Ａ変換器の出力との間に形成するものも考え
られるが、平衡回路は種々の負荷、すなわち２線式線路
側のインピーダンスに適応する必要があるため、異った
伝達関数を持つ複数種のアナログ回路を備え、最適の平
衡回路を選択制御する回路が必要となる。ディジタル回
路では乗算器の係数を変化させることにより、回路装置
を増すことなく、容易に複数の平衡回路を実現すること
ができるが、アナログ回路では伝達関数の異なる複数の
平衡回路を実現しようとすれば、異なる抵抗、キャパシ
タ、演算増幅器等を切替えて使用する必要があり、回路
装置規模が大きくなり。
ＬＳＩで実現しようとする場合に経済的な占有面積が保
てないという問題がある。
てないという問題がある。
したがって、本発明の目的は、回り込み信号のレベルを
抑え、かつＬＳＩ化が容易なように回路構成が簡単な平
衡回路を有するＰＣＭ符号復号器を実現することである
。
抑え、かつＬＳＩ化が容易なように回路構成が簡単な平
衡回路を有するＰＣＭ符号復号器を実現することである
。
本発明は上記目的を達成するため、２線４線変換機能を
有するＰＣＭ符号復号器ＣＰＣＭコーデック）において
、上記平衡回路を２つの部分に分け、その第］の部分は
、Ｄ／Ａ変換器の入力側とＡ／Ｄ変換器の出力側との間
に設けられたディジタル回路で構成され、その第２の部
分は上記Ｄ／Ａ変換器の出力側と上記Ａ／Ｄ変換器の入
力側との間に設けられたアナログ回路で構成されたこと
を特徴とする６ 本発明によれば、アナログ回路で構成された部分で回り
込み信号のレベルを低くすることによってＡ／Ｄ変換器
のＳ／Ｎ特性の劣化を少なくし、又ディジタル回路で構
成された部分では、２線式伝送路側のインピーダンスに
応じて、ディジタルフィルタの伝達関数を変化させるこ
とによって、高精度で回り込み信号を打ち消すことがで
きる。
有するＰＣＭ符号復号器ＣＰＣＭコーデック）において
、上記平衡回路を２つの部分に分け、その第］の部分は
、Ｄ／Ａ変換器の入力側とＡ／Ｄ変換器の出力側との間
に設けられたディジタル回路で構成され、その第２の部
分は上記Ｄ／Ａ変換器の出力側と上記Ａ／Ｄ変換器の入
力側との間に設けられたアナログ回路で構成されたこと
を特徴とする６ 本発明によれば、アナログ回路で構成された部分で回り
込み信号のレベルを低くすることによってＡ／Ｄ変換器
のＳ／Ｎ特性の劣化を少なくし、又ディジタル回路で構
成された部分では、２線式伝送路側のインピーダンスに
応じて、ディジタルフィルタの伝達関数を変化させるこ
とによって、高精度で回り込み信号を打ち消すことがで
きる。
以下、本発明を実施例によって詳細に説明する。
第１図は本発明によるＰＣＭ符号復号器（コーデック）
の−実施例の構成を示す図である。同図において、実線
０で包む部分が平衡回路を有する符号復号部分であり、
他の部分は、この符号復号器のアナログ入出力端１，１
０から電話機までの等価回路であり、本発明の説明のた
めに併せて図示したものである。４線式線路の受信線路
（図示せず）からのＰＣＭ信号は端子６を介してディジ
タルフィルタ７により帯域制限され、一部はＤ／Ａ変換
器８によりアナログ信号に変換され、ポストフィルタ９
により平滑化されて、端子１０より復す １４、高域雑音除去用プｍフィルタ２を介してＡ／Ｄ変
換器３に加えられディジタル信号に変換され、更に加算
器１２を経てディジタルフィルタ４により帯域制限され
たのちＰＣＭ信号として端子５より４線式線路の送信線
路（図示せず）に送れぞれ、減算器１２および減算器１
４と共に、後で詳しく説明するように平衡回路を構成す
る。この平衡回路１１および１３は、端子１０からのア
ナログ信号が増幅器１６、終端回路１７、増幅器 。
の−実施例の構成を示す図である。同図において、実線
０で包む部分が平衡回路を有する符号復号部分であり、
他の部分は、この符号復号器のアナログ入出力端１，１
０から電話機までの等価回路であり、本発明の説明のた
めに併せて図示したものである。４線式線路の受信線路
（図示せず）からのＰＣＭ信号は端子６を介してディジ
タルフィルタ７により帯域制限され、一部はＤ／Ａ変換
器８によりアナログ信号に変換され、ポストフィルタ９
により平滑化されて、端子１０より復す １４、高域雑音除去用プｍフィルタ２を介してＡ／Ｄ変
換器３に加えられディジタル信号に変換され、更に加算
器１２を経てディジタルフィルタ４により帯域制限され
たのちＰＣＭ信号として端子５より４線式線路の送信線
路（図示せず）に送れぞれ、減算器１２および減算器１
４と共に、後で詳しく説明するように平衡回路を構成す
る。この平衡回路１１および１３は、端子１０からのア
ナログ信号が増幅器１６、終端回路１７、増幅器 。
１５を介して回り込む信号を除くための回路であり本発
明の要部を構成する。
明の要部を構成する。
端子１０の受信側音声アナログ信号は、外部の増幅器１
６（増幅率ｂ）を通った後、終端回路（インピーダンス
ＺＴ）１７で分圧されて２線側電話線路（インピーダン
スＺＬ）１８に供給される。一方、送信側音声アナログ
信号は信号源１９から線路１８を通し、終、端口路１７
で分割され、外部増幅器１５（増幅率ａ）を通して、符
号復号器の入力端子１に供給される。このとき、受信側
アナログ信号の一部が送信側へ廻り込むから、信号源１
９、及び端子１０の信号電圧をそれぞれＶ、、Ｖ、とす
ると、端子１における電圧Ｖ□は次式で表わされる値と
なる。
６（増幅率ｂ）を通った後、終端回路（インピーダンス
ＺＴ）１７で分圧されて２線側電話線路（インピーダン
スＺＬ）１８に供給される。一方、送信側音声アナログ
信号は信号源１９から線路１８を通し、終、端口路１７
で分割され、外部増幅器１５（増幅率ａ）を通して、符
号復号器の入力端子１に供給される。このとき、受信側
アナログ信号の一部が送信側へ廻り込むから、信号源１
９、及び端子１０の信号電圧をそれぞれＶ、、Ｖ、とす
ると、端子１における電圧Ｖ□は次式で表わされる値と
なる。
上式において、廻り込み信号成分は第２項である。ここ
で−例として、北米における２線側電話線路に対応する
４つの代表的なインピーダンスである ＺＬ１＝９００ （Ω）（３）
について具体的に検討する。ただし、上式におけるＳは
複素角周波数を示す記号である。終端インピーダンスＺ
７を２Ｌ０と等しく選び、かつ、第１の平衡回路１３の
伝達関数Ｈ＠、、ｏをＨＢＮｏ＝ｋ（実数）とする。こ
の場合、ＺＬ’＝Ｚ＋、ｉ （ｉ＝ｏ、１゜２．３）に
対する端子１における各廻り込み信号の伝達関数は となり、加算器１４の出力における廻り込み信号の伝達
関数Ｈ□、は Ｚ Ｌ Ｏ＋Ｚ Ｌｔ ができれば、Ｈ１１＝Ｏとすることができ、加算器１４
出力以降の廻り込み信号を完全に打消すことができる。
で−例として、北米における２線側電話線路に対応する
４つの代表的なインピーダンスである ＺＬ１＝９００ （Ω）（３）
について具体的に検討する。ただし、上式におけるＳは
複素角周波数を示す記号である。終端インピーダンスＺ
７を２Ｌ０と等しく選び、かつ、第１の平衡回路１３の
伝達関数Ｈ＠、、ｏをＨＢＮｏ＝ｋ（実数）とする。こ
の場合、ＺＬ’＝Ｚ＋、ｉ （ｉ＝ｏ、１゜２．３）に
対する端子１における各廻り込み信号の伝達関数は となり、加算器１４の出力における廻り込み信号の伝達
関数Ｈ□、は Ｚ Ｌ Ｏ＋Ｚ Ｌｔ ができれば、Ｈ１１＝Ｏとすることができ、加算器１４
出力以降の廻り込み信号を完全に打消すことができる。
このうち、ａｂの値は交換機システムのレベル条件によ
って一義的に定まるが、Ｚいについては前記した（２）
〜（５）のように種々の周波数特性を有するために完全
な打消しはできない。
って一義的に定まるが、Ｚいについては前記した（２）
〜（５）のように種々の周波数特性を有するために完全
な打消しはできない。
しかしながら、−例として、ａｂ＝２のときにに＝１と
すると、少なくともＺＬｉ＝ＺＬｏについては完全に打
消すことができ、かつ、他のインピーダンスについても
娼り込み信号レベルを有効に減衰させることができる。
すると、少なくともＺＬｉ＝ＺＬｏについては完全に打
消すことができ、かつ、他のインピーダンスについても
娼り込み信号レベルを有効に減衰させることができる。
第２図は上記条件のもとで求めたＨ８．に対する５ −
１−ｉとＨｌｌに対する５−２−ｉ（ただし、ｉ＝１．
２．３）との比較結果を示したものである。全てのＺい
（ｊ ：＝１．２゜３）に対しても、３．４ｋＨｚの最
悪点で少なくとも６ｄＢ以上の廻り込み信号抑圧効果が
あり、その分、送信信号のダイナミックレンジを拡げる
ことができるのでＳ／Ｎ特性を良くすることができる。
１−ｉとＨｌｌに対する５−２−ｉ（ただし、ｉ＝１．
２．３）との比較結果を示したものである。全てのＺい
（ｊ ：＝１．２゜３）に対しても、３．４ｋＨｚの最
悪点で少なくとも６ｄＢ以上の廻り込み信号抑圧効果が
あり、その分、送信信号のダイナミックレンジを拡げる
ことができるのでＳ／Ｎ特性を良くすることができる。
第３図はａｂ＞Ｏの場合の第１図の平衡回路１３および
加算器１４の一実施例を示す回路である。端子４−８は
入力端子１に接続され、端子４−９はポストフィルタの
出力側に接続され、端子４−１４はプレフィルタの入力
側に接続される。
加算器１４の一実施例を示す回路である。端子４−８は
入力端子１に接続され、端子４−９はポストフィルタの
出力側に接続され、端子４−１４はプレフィルタの入力
側に接続される。
キャパシタ４−６（容量値Ｃ４）、キャパシタ４−７（
容量値Ｃ，，）および演算増幅器４−２は周ヤパシタ４
−３（容量値Ｃ１）、キャパシタ４−４（容量値Ｃ２）
、キャパシタ４−５（容量値Ｃ３）および演算増幅器４
−１は、端子４−８の入力電圧と、増幅器４−２の出力
電圧との加算回路を構成し、さらにキャパシタ４−１１
（容量値Ｃ６）、キャパシタ４−１２ （容量値Ｃ７
）および演算増幅器４−１３は増幅器４−１の出力電圧
すなわち端子４−８および４−９の入力電圧をそれぞれ
Ｖ Ｂ ＨＶ ｇとすると、反転増幅器４−０の出力ｖ
１．は Ｃ７Ｃ，Ｃ工Ｃ６ どなり、ここでＣ□＝Ｃ，＝Ｃ３、かつＣ６＝Ｃ７とす
ると、 ｖ９ ｖ、 Ｃ。
容量値Ｃ，，）および演算増幅器４−２は周ヤパシタ４
−３（容量値Ｃ１）、キャパシタ４−４（容量値Ｃ２）
、キャパシタ４−５（容量値Ｃ３）および演算増幅器４
−１は、端子４−８の入力電圧と、増幅器４−２の出力
電圧との加算回路を構成し、さらにキャパシタ４−１１
（容量値Ｃ６）、キャパシタ４−１２ （容量値Ｃ７
）および演算増幅器４−１３は増幅器４−１の出力電圧
すなわち端子４−８および４−９の入力電圧をそれぞれ
Ｖ Ｂ ＨＶ ｇとすると、反転増幅器４−０の出力ｖ
１．は Ｃ７Ｃ，Ｃ工Ｃ６ どなり、ここでＣ□＝Ｃ，＝Ｃ３、かつＣ６＝Ｃ７とす
ると、 ｖ９ ｖ、 Ｃ。
ｖｇ ｖ９
（７）と一致することになり、第３図の回路が第１図の
所望の平衡回路１３および加算器１４を実現したもので
あることが明らかである。さらに、この第３図の回路で
Ｃ４とＣ５の比を変えることによって、種々の外部回路
の利得ａｂの値に適応させることができる。
所望の平衡回路１３および加算器１４を実現したもので
あることが明らかである。さらに、この第３図の回路で
Ｃ４とＣ５の比を変えることによって、種々の外部回路
の利得ａｂの値に適応させることができる。
すなわち、ａ ｂ＝２のときにはＣ，＝Ｃ５とすること
によってに＝１が実現でき、又、例えばａｂ＝１．５や
ａｂ＝３のときには、それぞれＣ４二とによって、式（
２）〜（５）のインピーダンスに対して、第２図に示し
たものと全く等しい効果を得ることができる。
によってに＝１が実現でき、又、例えばａｂ＝１．５や
ａｂ＝３のときには、それぞれＣ４二とによって、式（
２）〜（５）のインピーダンスに対して、第２図に示し
たものと全く等しい効果を得ることができる。
次に、第４図はａｂ＜Ｏの場合の第１図の平衡回路１３
および加算器１４の一実施例を示したものである。この
場合、端子４−８の廻り込み信号が位相反転しているの
で、端子４−９から入力させる打消しのための信号を位
相反転する必要がなく、したがって、キャパシタ４−６
と４−７および増幅器４−２を省略して、キャパシタ４
−４から直接ポストフィルタの出力信号を入力すること
ができる。この実施例の動作は前記第１の実施例から容
易に推察できるので説明は省略する。
および加算器１４の一実施例を示したものである。この
場合、端子４−８の廻り込み信号が位相反転しているの
で、端子４−９から入力させる打消しのための信号を位
相反転する必要がなく、したがって、キャパシタ４−６
と４−７および増幅器４−２を省略して、キャパシタ４
−４から直接ポストフィルタの出力信号を入力すること
ができる。この実施例の動作は前記第１の実施例から容
易に推察できるので説明は省略する。
なお、第３図および第４図において、増幅器４−１の出
力電圧を４−１０をプレフィルタへの入力信号とするこ
とにより、破線で示した反転増幅器４−０を省略するこ
とができる。この結果、端子４−８からの入力信号に対
する加算器出力信号の位相が反転することになるが、こ
のための影響は必要ならばプレフィルタ、Ａ／Ｄ変換器
、ディジタルフィルタ等の任意の場所で信号の位相反転
を行なえばよく、かつ、その位相反転は既に広く一般的
に知られている方法で可能である。
力電圧を４−１０をプレフィルタへの入力信号とするこ
とにより、破線で示した反転増幅器４−０を省略するこ
とができる。この結果、端子４−８からの入力信号に対
する加算器出力信号の位相が反転することになるが、こ
のための影響は必要ならばプレフィルタ、Ａ／Ｄ変換器
、ディジタルフィルタ等の任意の場所で信号の位相反転
を行なえばよく、かつ、その位相反転は既に広く一般的
に知られている方法で可能である。
次に許容電圧について検討する。
第３および４図の場合、演算増幅器４−１の反転入刃端
子の電位は非反転入力端子（アース）の電位に固定され
るため、入力端子４−８（第１図の１）に入力される信
号の許容電圧はキャパシタ４−３の耐圧によって決定さ
れ、符号復号器をＬＳＩで実現する場合、電源電圧や、
他の回路素子（例えば演算増幅器４−１）の耐圧には影
響されない。なお、第３および４図の回路において。
子の電位は非反転入力端子（アース）の電位に固定され
るため、入力端子４−８（第１図の１）に入力される信
号の許容電圧はキャパシタ４−３の耐圧によって決定さ
れ、符号復号器をＬＳＩで実現する場合、電源電圧や、
他の回路素子（例えば演算増幅器４−１）の耐圧には影
響されない。なお、第３および４図の回路において。
キャパシタを抵抗素子に置き換えても良い。
ところで、第３および第４図のアナログ回路ではキャパ
シタの相対精度誤差によって所望のｋの値を正確に実現
することはできず、かつ正確な実現自体も本発明の目的
でない。仮に正確なｋの値をキャパシタの面積を増やし
て実現したとしても、それはＺい（ｉ＝ｏ、１，２．３
）のうちの１つに対する値であって、他の３種の２．、
ｉに対する廻り込み信号抑圧は第２図から明らかなよう
にまだ不十分であるからである。しかしながら、残る回
り込み信号はディジタルフィルタ１１と減算器１２の平
衡回路によって消去できる。すなわち、ディジタルフィ
ルタ１１で、上記（７）式の伝達関数を作り、減算器１
２で減算すれば回り込みの残り成分は消去される。ディ
ジタルフィルタの構成に従来よく知られているので、そ
の詳細な説明は省略する。ディジタルフィルタは（７）
式を２次、または３次程度の伝達関数で近似でき、２線
側線路の線路インピーダンスＺＬが変化しても、それに
応じてフィルタ内の係数を変えることによって適応でき
、回り込み成分を高精度で打消すことができる。
シタの相対精度誤差によって所望のｋの値を正確に実現
することはできず、かつ正確な実現自体も本発明の目的
でない。仮に正確なｋの値をキャパシタの面積を増やし
て実現したとしても、それはＺい（ｉ＝ｏ、１，２．３
）のうちの１つに対する値であって、他の３種の２．、
ｉに対する廻り込み信号抑圧は第２図から明らかなよう
にまだ不十分であるからである。しかしながら、残る回
り込み信号はディジタルフィルタ１１と減算器１２の平
衡回路によって消去できる。すなわち、ディジタルフィ
ルタ１１で、上記（７）式の伝達関数を作り、減算器１
２で減算すれば回り込みの残り成分は消去される。ディ
ジタルフィルタの構成に従来よく知られているので、そ
の詳細な説明は省略する。ディジタルフィルタは（７）
式を２次、または３次程度の伝達関数で近似でき、２線
側線路の線路インピーダンスＺＬが変化しても、それに
応じてフィルタ内の係数を変えることによって適応でき
、回り込み成分を高精度で打消すことができる。
〔発明の効果〕
本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器の前にアナログ平衡回路
があるため回り込み信号成分をあらかじめ抑圧すること
ができるので、Ａ／Ｄ変換器の符号化レベルを越える信
号が発生するのを押え、さらに、本来Ａ／Ｄ変換される
べき送信信号に回り込み信号が重畳し送信信号のダイナ
ミックレンジ不足でＳ／Ｎ劣化を引き起こすという問題
を未然に防ぐ効果がある。さらに、Ａ／Ｄ変換器の後で
ディジタル平衡回路があるため回線に応じて最適な係数
値に変えることができ、回り込み信号成分を高精度で打
ち消すことができる。また、アナログ平衡回路は第２図
に示すように３，４個のキャパシタまたは抵抗と演算増
幅器１個だけで回路を作ることができ、アナログ回路部
分を小さくする効果がある。
があるため回り込み信号成分をあらかじめ抑圧すること
ができるので、Ａ／Ｄ変換器の符号化レベルを越える信
号が発生するのを押え、さらに、本来Ａ／Ｄ変換される
べき送信信号に回り込み信号が重畳し送信信号のダイナ
ミックレンジ不足でＳ／Ｎ劣化を引き起こすという問題
を未然に防ぐ効果がある。さらに、Ａ／Ｄ変換器の後で
ディジタル平衡回路があるため回線に応じて最適な係数
値に変えることができ、回り込み信号成分を高精度で打
ち消すことができる。また、アナログ平衡回路は第２図
に示すように３，４個のキャパシタまたは抵抗と演算増
幅器１個だけで回路を作ることができ、アナログ回路部
分を小さくする効果がある。
第１図は本発明による平衡回路を有するＰＣＭ符号復号
器を用いた２線４線変換部の一実施例の構成図、第３お
よび４図は第１図の１３．１．４のアナログ平衡回路の
回路図、第２図は回り込み信号の伝達関数の周波数特性
を示す図である。 ０・・・ＰＣＭ符号復号器、１・・・送信側音声アナロ
グ信号入力端子、２・・・プレフィルタ、３・・・Ａ／
Ｄ変換器、４・・・ディジタルフィルタ、５・・・送信
側２０Ｍ出力端子、６・・・受信側ＰＣＭ入力端子、７
・・・ディジタルフィルタ、８・・・Ｄ／Ａ変換器、９
山ポストフイルタ、１０・・・受信側音声アナログ信号
出力端子、１１・・・ディジタルフィルタ、１２・・・
ディジタル減算器、１３・・・アナログフィルタ、１４
・・・アナログ減算器、１５・・・増幅器（増幅率はａ
倍）、１６・・・増幅器（増幅率はｂ倍）、１７・・・
終端回路、１８・・・電話線線路インピーダンス（イン
ピーダンスはＺ、）、１９・・・受話器の送信用音声信
号電圧源。 利 碍 （−ＤＢコ ４３ 図 第 ４ 図 手 続 補 正 １ト 昭和 ６Ｑ［−５月 ２４目
器を用いた２線４線変換部の一実施例の構成図、第３お
よび４図は第１図の１３．１．４のアナログ平衡回路の
回路図、第２図は回り込み信号の伝達関数の周波数特性
を示す図である。 ０・・・ＰＣＭ符号復号器、１・・・送信側音声アナロ
グ信号入力端子、２・・・プレフィルタ、３・・・Ａ／
Ｄ変換器、４・・・ディジタルフィルタ、５・・・送信
側２０Ｍ出力端子、６・・・受信側ＰＣＭ入力端子、７
・・・ディジタルフィルタ、８・・・Ｄ／Ａ変換器、９
山ポストフイルタ、１０・・・受信側音声アナログ信号
出力端子、１１・・・ディジタルフィルタ、１２・・・
ディジタル減算器、１３・・・アナログフィルタ、１４
・・・アナログ減算器、１５・・・増幅器（増幅率はａ
倍）、１６・・・増幅器（増幅率はｂ倍）、１７・・・
終端回路、１８・・・電話線線路インピーダンス（イン
ピーダンスはＺ、）、１９・・・受話器の送信用音声信
号電圧源。 利 碍 （−ＤＢコ ４３ 図 第 ４ 図 手 続 補 正 １ト 昭和 ６Ｑ［−５月 ２４目
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、第１のＰＣＭ信号を復号して第１のアナログ信号に
変換する第１の回路と第２のアナログ信号を第２のＰＣ
Ｍ信号に変換する第２の回路と、上記第１の回路の出力
が外部回路を介して上記第２の回路に入る回り込む信号
を打消すために上記第１と第２の回路間に設けられた平
衡回路とからなるＰＣＭ符号復号器において、上記平衡
回路が上記第２の回路のアナログ信号から上記第１の回
路のアナログ信号を差引くアナログ回路と、上記第２の
回路のディジタル信号から第１の回路のディジタル信号
を差引くディジタル回路とを具備して構成されたことを
特徴とするＰＣＭ符号復号器。 ２、第１項記載において、第１の回路は入力側から順に
帯域制限するための第１のディジタルフィルタと、Ｄ／
Ａ変換器と、ポストフィルタが縦続接続されて構成され
、上記第２の回路は入力側から順にプレフィルタ、Ａ／
Ｄ変換器、第２のディジタルフィルタが縦続接続されて
構成され、上記アナログ回路は上記ポストフィルタの出
力を入力とするアナログフィルタと上記アナログフィル
タの出力を上記第２の回路の入力から差引き、その差引
かれた信号を上記プレフィルタの入力に加える第１の減
算器とで構成され、上記ディジタル回路は、上記第１の
ディジタルフィルタの出力を入力とする第３のディジタ
ルフィルタと、上記Ａ／Ｄ変換器の出力から上記第３の
ディジタルフィルタの出力を差引き、その差引かれた信
号を上記第２のディジタルフィルタの入力とする第２の
減算回路とで構成されたＰＣＭ符号復号器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59131048A JPH0746785B2 (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | Ｐｃｍ符号復号器 |
| EP85106606A EP0163298B1 (en) | 1984-05-30 | 1985-05-29 | Pcm coder/decoder with two-wire/four-wire conversion |
| DE8585106606T DE3586696T2 (de) | 1984-05-30 | 1985-05-29 | Pcm-coder/decoder mit zweidraht/vierdrahtumwandlung. |
| US07/739,295 US4796296A (en) | 1984-05-30 | 1985-05-30 | PCM coder and decoder having function of two-wire/four-wire conversion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59131048A JPH0746785B2 (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | Ｐｃｍ符号復号器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6112130A true JPS6112130A (ja) | 1986-01-20 |
| JPH0746785B2 JPH0746785B2 (ja) | 1995-05-17 |
Family
ID=15048793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59131048A Expired - Lifetime JPH0746785B2 (ja) | 1984-05-30 | 1984-06-27 | Ｐｃｍ符号復号器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746785B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63183709A (ja) * | 1987-01-23 | 1988-07-29 | Sumitomo Metal Ind Ltd | 圧延機のロ−ル用軸受装置 |
| JPS63184218U (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-28 | ||
| US4910987A (en) * | 1989-02-27 | 1990-03-27 | Morgan Construction Company | Roll neck face seal for cantilevered rolling mill |
| US6345914B1 (en) | 1999-07-16 | 2002-02-12 | Nsk Ltd. | Sealed rolling bearing with centrifugal feature |
| US6428212B1 (en) | 1999-07-16 | 2002-08-06 | Nsk Ltd. | Lubricating structure of bearing |
| US6457870B2 (en) | 1998-07-29 | 2002-10-01 | Nsk Ltd. | Sealed rolling bearing |
-
1984
- 1984-06-27 JP JP59131048A patent/JPH0746785B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| THE BELL SYSTEM TECHNICAL JOURNAL=1981US * |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63183709A (ja) * | 1987-01-23 | 1988-07-29 | Sumitomo Metal Ind Ltd | 圧延機のロ−ル用軸受装置 |
| JPS63184218U (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-28 | ||
| US4910987A (en) * | 1989-02-27 | 1990-03-27 | Morgan Construction Company | Roll neck face seal for cantilevered rolling mill |
| US6457870B2 (en) | 1998-07-29 | 2002-10-01 | Nsk Ltd. | Sealed rolling bearing |
| US6345914B1 (en) | 1999-07-16 | 2002-02-12 | Nsk Ltd. | Sealed rolling bearing with centrifugal feature |
| US6428212B1 (en) | 1999-07-16 | 2002-08-06 | Nsk Ltd. | Lubricating structure of bearing |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0746785B2 (ja) | 1995-05-17 |
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