JPH0461423A - 位相同期信号発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、トリガ信号に同期した同期クロック信号を発
生する位相同期信号発生器に関するものである。

［従来の技術］ 従来よりレーザ・ビームプリンタ（以下ＬＢＰ）におい
てはビームの偏向位置と変調のタイミングが非常に重大
な要因であり、出来上がった記録画像の画質に大きな影
響を与えるものである。このため、ビームの偏向位置を
検知するビーム位置検出装置の検出信号とレーザービー
ム変調器に入力されるクロックとの間が常に同位相であ
る必要があり、クロックを発生させるためにジッタの少
ない同期発振器が必要である。

従来、ジッタの少ない位相同期発振信号を得るために第
１４図に示すように必要な基本クロック周波数（ｆｏ）
のＮ倍のクロックを発生させ、それを１／Ｎに分周して
同期パルスに対するジッタ量を基本クロック周期の１／
Ｎとするように構成されている。

第１４図において、２１はビーム偏向位置を示すビーム
に対して検出信号を出力するビーム位置検出装置、２２
は基本クロック周波数ｆ０のＮ倍の周波数（Ｎｆｏ）の
クロックを発生するクロック発振器、２３は後述のｌ／
Ｎカウンタおよび１／ｎカウンタを、検出信号と□以下
の時間誤差でＮ倍のクロックｆ に同期してリセットするリセットパルスを発生するＤタ
イプフリップフロップＣＤ−ＦＦ）、２４は検出信号を
検知して同期した基本クロックを発生させたことを示す
パルスの発生およびビーム検出から同期のとれた基本ク
ロックを出力する期間を定める１／ｎカウンタ、２５は
Ｄ−ＦＦ２３の出力である同期パルスによりリセットさ
れかつクロック発振器２２の出力のＮ倍のクロックを１
／Ｎに分周するｌ／Ｎカウンタである。

第１５図に上記従来例の動作を示すタイミングチャート
を示す。

第１５図において、ｔ１〜ｔ２の間にビームの偏向位置
を示す同期パルスｂが立ち上ると、先ず２５の１／Ｎカ
ウンタがリセットされ、基本クロックｆ０の発振を停止
させ２４の１／ｎカウンタがカウントを始める。２４の
１／ｎカウンタは同期パルスの入力から同期のとれた基
本クロックを発生させるまで所望の時間をカウントして
ｔ、のタイミングでｅのリセットパルスを発生させ、２
３のＤ−ＦＦをリセットする。ｅのリセットパルスによ
りＤ−ＦＦ２３の出力は反転するので、ｔ４よりｌ／ｎ
カウンタ２４はカウントを停止し、ｌ／Ｎカウンタ２５
はカウントを始めｆ、のクロックを出力する。ｔ４以降
の基本クロックｆと検出信号すのジッタは最大で（ｔ＊
−Ｌ）となるので、基本クロックの周期の１／Ｎ以下に
抑えられる。

［発明が解決しようとする課題］ 上記従来例では必要な基本クロックｆ０を得るためにＮ
倍のクロックが必要とされる０本発明者が知るところで
は、例えば解像度２４０ＤＰＩ　（ｄｏｔ　ｐｅｒｉｎ
ｃｈ）のＬＢＰでは、基本クロックは約１．５５ＭＨｚ
であるが、６００ＤＰＩの機器では、縦方向と横方向の
バランスをとる関係から、基本クロックは解像度の２乗
に比例して、１．５５Ｘ　（冊〕２→９．６９ＭＨｚと
なる。また、ジッタは基本クロック周期の１７８まで許
容されるので、原発振周波数は２４０ＤＰＩ機では１２
．４ＭＨｚであるが、６００ＤＰＩ機では７７、５ＭＨ
ｚが必要となる。

ところが、このような高い周波数の発振信号を用いよう
とすると以下に示すような問題が生ずる。

（１）原発振器において、７７、５Ｍ）ｆｚを基本波で
発振させる水晶発振子は非常に実現困難である。

（２）３倍などのオーバトーンモードを用いる水晶発振
子では、コイルやコンデンサなどの同調回路を必要とす
るので、調整や付加回路によるコスト増大となる。

（３）発振周波数が非常に高いため、この７７、５ＭＨ
ｚの信号が他の周辺回路や周辺機器などに対して不要輻
射成分となり、悪影響を与えることとなる。

（４）ゲートアレイなどにおいて、動作周波数が高いた
め、確実な動作が非常に困難である。

本発明の目的は以上のような問題を解消した位相同期信
号発振器を提供することにある。

以上のような問題を解消する位相同期信号発生器として
第５図に、８相のクロック信号群を用いる例を示す、第
６図にこの例における各信号群の関係を示す。

第５図において、電圧制御型の周波数可変の三角波発振
器（ＶＣＯ）　ｉは周波数ｆ。の基準となる水晶発振器
３および位相比較器２によって、いわゆる位相ロックド
ループ（ＰＬＬ）制御され、　ＶＣＯＩの周波数は水晶
発振器３と同一に、また位相は水晶発振器３に対し一９
０°の関係に保たれる。　ＶＣＯＩの三角波出力４は、
４個のレベル比較器５Ａ〜５Ｄによって第６図に示すよ
うに比較電圧発生器１３からのｖＡ、ｌ〜ＶＯＲの４レ
ベルで比較され、４種の信号群Ｐ　ａ　−Ｐ　。

が形成される。この信号群から、方形波発生器６によっ
てデユーティが５０％で位相が１／８周期ずれた８相の
クロック信号群ＣＬＫＩ〜８が形成される。

ＣＬＫＩ〜８に対して非同期で入力されるトリガ信号Ｔ
１が外部入力端９から入力されると、ＣＬＫＩ〜８の中
から、Ｔ１の立上がり後最初に立上がり部の来るＣＬＫ
が出力スイッチ制御部８の制御下の出力スイッチ７を介
してとり出される。この時、同期信号出力を受取る側で
位相の変化が認識できるように、変化後最初の１周期は
ゲート１２によって出力なＬｏｗに固定する（いわゆる
ミューティング動作）ように出力スイッチ制御部８でゲ
ート１２を制御する。

次に、本例における三角波発振器１の基本構成を第７図
（ａ）に、詳細を第７図（ｂ）に示す、第７図（ａ）に
示すように、三角波発振器は充放電リミッタ１６、充放
電スイッチ（Ｓｅａ、５ａｃ）　１７、コンデンサＣＩ
および出力バッファ１８から構成され、第７図（ｂ）に
示すように、充放電リミッタ１６は、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１
７、トランジスタ０１５〜Ｑ２２および７個の定電流源
Ｉ、からなり、充放電スイッチ１７は、抵抗Ｒ４〜Ｒ１
３およびトランジスタ０６〜Ｑ１４からなり、出力バッ
ファ１８は、抵抗Ｒ１−Ｒ３、トランジスタＱ１〜Ｑ５
および２個の定電流源Ｉ、からなる。

三角波は、充放電リミッタ１６が充放電スイッチ１７を
制御することによって、コンデンサＣＩを定電流Ｉｃｙ
で充・放電して形成する。充放電の切換えは、コンデン
サＣ１の電圧■。を比較電圧■□、と比べて行う。ここ
でＶＨＬの上限の電圧ｖＨおよび下限の電圧■、は、Ｖ
ＣＣを電源電圧とすると、Ｖｓ＝Ｖｃｃ　　−Ｖｍｔａ
＋ｙ（Ｑ１７のベースエミッタ　間型圧）−■□。＋ｓ
（０１ｇのベースエミッタ　間型圧）Ｖｃ＝Ｖｃｅ　　
−（Ｒ１４＋Ｒ１５）ＸＩ＋　　　Ｖａｔａ＋７　　Ｖ
＋＋Ｅｏ＋ａを表わされ、振幅ΔＶｃ＝　ＶＨ−Ｖ、＝
　（Ｒ１４＋　Ｒ１５）　Ｘ　Ｉ。

となる。よって、三角波の発振周期Ｔおよび周波数ｆは と表わされ、ｆは工。アを変化させることで可変となる
。本例では、比較電圧ＶＨＬは第７図（Ｃ）に示される
ように方形波状に変化し、ヒステリシルコンパレータと
して動作する。そこでこの振幅を抵抗分圧した差動信号
を、三角波発振器１から前述の位相比較器２へ出力し、
同位相比較器２から三角波発振器１の充放電スイッチ１
７の制御入力端１７Ａに入力された制御信号に応じて充
放電スイッチ１７に８ける定電流Ｉｃアを変化させてＰ
ＬＬ動作を行う。

本例で用いた三角波信号は、全ての点において不連続点
が存在せず、また上り側勾配と下り側勾配の絶対値は等
しい、このような三角波信号を用いることによって、た
とえばのこぎり波などのような不連続点を有する信号を
用いる場合に必要な、不連続点近傍での検出対策が不要
となり、さらに上り勾配側と下り勾配側とで比較レベル
を同一にしてもデユーティが５０％にそろったクロック
信号群を容易に形成できる利点を有する。

つづいて位相比較器２の構成を第８図に示す。

第８図に示すように、位相比較器２は、位相検出部６１
と、電流電圧変換部６２と、基準比較部６３と、電流出
力部６４と基準電流発生部６５とからなる０位相検出部
６１は、抵抗Ｒ４６〜Ｒ４９，トランジスタＱ４３〜Ｑ
５０および定電流理工、からなり、電流電圧変換部６２
は、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４５ｊ：ｉよびトランジスタ０３９
〜Ｑ４２からなり、基準比較部６３は、抵抗Ｒ３６〜Ｒ
４０、トランジスタ０３５〜Ｑ３８、定電流源ＩＩ、コ
ンデン４Ｃ２および基準電圧源ｖ−７からなり、電流出
力部６４は、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５およびトランジスタ０
３１〜Ｑ３４からなる。

位相検出部６１においては、三角波発振器１からの差動
信号対Ｓ１・ＮＳＩと水晶発振器３からの差動信号対Ｓ
２・ＮＳ２とが位相比較され、両者の位相差が９０°に
なるとコンデンサＣ２の電圧■ｅ２は基準電圧Ｖ□、に
対して一定電位差になり、電流出力部６４からのエラー
電流Ｉ８は一定値となって、位相は安定する。一方、前
記位相差が９０°からずれると、エラー電流Ｉ＊が変化
して三角波発振器１に入力される制御信号によって定電
流■。アの値を変化させ、三角波発振器１の周波数を変
化させて前記位相差を９０°に制御する。

レベル比較器５Ａ〜５Ｄの構成を第９図に示す。レベル
比較器５Ａ〜５Ｄの各々の構成は同一であり、比較の基
準電圧ＶＡＩＩＩ　ＶＩＩＲ，Ｖｃ＊、　Ｖｌ）ＰＩの
み異なるものであって、図示の通り、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５
４、トランジスタ０５１〜０５ｇ、４個の定電流源１１
およびバイアス電源ＶＩＩＡＩからなる。Ｖ□〜ＶＤＦ
＋を三角波■ア、の振幅に対して第６図に示すような関
係にすることによって、各レベル比較器の出力ｐＡ−ｐ
ゎの各々の変化点は等間隔すなわちＴ／８で並ぶように
できる。また、第５図、第６図には図示しないが、レベ
ル比較器からは反転出力ＮＰ、（ｘ　：　Ａ−Ｄ）も出
力され、次段の方形波発生器６ではｐＨ，ＮＰＸ（Ｘ　
：Ａ−Ｄ）の８種の信号群の各々の立ち上がり側のみを
用いて８相の信号群ＣＬＫＩ〜８を発生させている。

第１０図に構成を示す出力スイッチ制御部８では、第６
図、第１Ｏ図に示すようにＣＬＫＩ〜８をトリガ信号Ｔ
８の立ち上がり点でラッチして、その結果Ｌ＋（ｉ＝１
〜８）によって、第１１図に示すような同期信号出力Ｃ
ＬＫを出力スイッチ７で選択させる。また、ＣＬＫ切換
え時のゲート１２によるミューティングを行う。

この例では、三角波を４つのレベルで比較して、８相の
信号群ＣＬＫＩ〜８を形成したが、Ｎ個のレベルで比較
すると２Ｎ相の信号群ＣＬＫＩ〜Ｎを形成できる。その
場合、比較するレベルは、三角波の振幅を１とすると、
最初の点は三角波下端からところで、Ｎ＝４の場合の例
において、第７図から明らかなように、リミッタ比較電
圧ＶＨＬは三角波信号ＶＴＩＩ＋と一定位相の関係にあ
る。そこで、第１２図に示すようにレベル比較をＶ、、
Ｖ、、Ｖ。の３点にして、Ｐ、〜Ｐｃの信号群を得る。

そして、第７図の三角波発振器１において点線にて示す
ＶＨＬを出力し、レベル比較器５′、〜５′。での遅延
時間（第１２図（ａ）にΔｔとして示すもの）に対応し
た遅延分Δｔ′を第１３図に示すように遅延補償回路１
５で与えてやれば、第６図と同等の出力ＣＬＫＩ〜８を
得られる。この場合、三角波の頂点に近い点でのレベル
比較（本例ではＶ、と■ｃ）において、頂点からの電位
差ΔＶａｌ　Δｖｃを第６図の相当する点であるΔＶＡ
Ｒ，ΔＶｌｌ！より大きくできるので、第１１図（ｂ）
に示すように三角波の頂点が若干鈍化してΔＶ、′。

Δ■ｏ′　となってもある程度までレベル比較が可能と
なる。

しかしなから、上述のように同期ジッタ量を低減するた
めに三角波信号に対して比較するレベル数を増やしたり
、あるいは所望の同期クロック信号出力の周波数が高く
なって三角波の頂点の鈍化が顕著になってくると、その
頂点付近では比較レベル量と頂点との電位差が小さくな
り、レベル比較が困難になって（る。

そこで本発明の目的は以上のような問題を解消した位相
同期信号発生器を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するため本発明は、同期クロック信号と
同一周波数の互いに位相差をもつ複数の信号を出力する
信号出力手段と、該信号出力手段からの複数の信号を各
々複数のレベルで２値化して出力する複数のレベル比較
手段と、該複数のレベル比較手段から出力される複数の
位相の信号群からトリガ信号に基づいて同期クロック信
号を選択する手段とを具える。

［作　用］ 本発明によれば、同期クロック信号と同一周波数で互い
に位相差をもつ複数の信号を各々複数のレベルで２値化
し、その結果得られた複数の位相の信号群からトリガ信
号に基づいて同期クロック信号を選択することによって
例えば同期ジッタ量を低減するために比較レベル数を増
やした場合、あるいは所望の同期クロック信号出力の周
波数が高（でも安定に同期クロック信号を得ることが可
能となる。

［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。

第１図は本発明の第１の実施例を示し、第２図に第１図
の実施例における各種信号群の関係を示す・ 電圧制御型の第１の周波数可変三角波発振器ＩＡ（以下
ＶＣＯＩＡ）は第１の位相比較器２Ａにより３の水晶発
振器を基準側にして、前記例と同様にＰＬＬ制御される
。したがって、水晶発振器３の出力信号とＶＣＯＩＡの
出力三角波信号ＶＴＲＡの位相差は９０°に制御される
。同時に、ＶＣＯＩＡと同一構成である第２の周波数可
変三角波発振器ＩＢ（以下ＶＣＯＩＢ）はＶＣＯＩＡの
リミッタ出力を基準側にして第２の位相比較器２Ｂによ
りＰＬＬ制御される。したがって、ＶＣＯＩＡ　（７）
出力三角波信号ＶＴｊｌＡとＶＣＯＩＢ　（７）出力三
角波信号■ア□の位相差は９０°に制御される。ここで
、ＶＣＯＩＡおよびＩＢの構成は前記第５図、第７図の
三角波発振器１と同一のものである。また、位相比較器
２Ａｊ３よび２Ｂは前記第５図、第８図の位相比較器２
と同一のものである。ただし、本実施例では位相比較器
２Ｂは、第８図に示す構成においてＳｌおよびその逆相
入力であるＮＳＩにＶＣＯＩＢのリミッタ出力を入力し
く第１図でＳＩＢと表示）、Ｓ２およびその逆相入力で
あるＮＳ２にＶＣＯＩＡのリミッタ出力を入力（第１図
でＳ２Ｂと表示）する。

以下ではＶＣＯＩＡの出力にかかわる信号系をＡ系、Ｖ
ＣＯＩＢの出力にかかわる信号系をＢ系とする。本実施
例では、Ａ系の三角波信号■ア□に対し、Ｂ系の三角波
信号■ア□は第２図に示す関係（位相差９０°）で安定
する。

ＶＣＯＩＡの出力三角波信号■ア□はＡ系の三つのレベ
ル比較器５Ａ１〜５Ａ３の一方の入力端に、ＶＣＯＩＢ
の出力三角波信号■ア、はＢ系の三つのレベル比較器５
Ｂ１〜５Ｂ３の一方の入力端に各々入力され、各レベル
比較器の他方の入力端には比較電圧発生部１３から第２
図に示すようなレベルの比較電圧ＶＡＩ（＝ＶＢｌｌ、
　ＶＡ２（＝ＶＢ２）、　ＶＡ３　　（＝ｖＢ３）が入
力される。したがって、各レベル比較器からは第２図に
示すように出力信号ＰＡＩ〜ＰＡ３．　ＰＢＩ〜ＰＢ３
が出力され、これらが方形波発生器６に入力される。

ここで、ジッタの許容量を前記例の□より厳しくして□
とする場合を考える。また、前記例に比べて基本クロッ
ク周波数も高くすると、回路の周波数特性の影響を受け
て三角波信号■ア□およびＶＴＩｌｌの頂点は第２図示
の程度にまで鈍化してくる。

この状態では、前記例のようにＶＡＩ〜ＶＡＩの５レベ
ルで三角波信号との比較をしようとすると、三角波の頂
点に近いＶＡ４とＶＡＳでは頂点との電位差ΔＶＡ４お
よびΔＶＡＩＩが小さくなっているために、検出が非常
に困難となるが、このとき、Ｂ系においては、Ａ系と９
０°の位相差があるので、Ａ系の頂点に該当するところ
はタイミング的にＡ系の三角波の頂点以外の直線部分と
同じものとなっている。そこで、Ａ系と同様にＶＢＩ〜
Ｖｌｌのレベルで三角波信号■Ｔｌ１１．と比較した結
果をＡ系での検出が困難であるＶＡ４やｖａｎに相当す
る点およびＡ系の頂点の位置の検出結果として用いるこ
とかできる。

Ｂ系からＡ系を見ても同様のことが言え、全体として６
組のレベル比較器５Ａｌ〜５Ｂ３によって第２図に示さ
れるようなＰａ＋　＝ｐｓｘの６組の信号系を得ること
ができ、結局これらに基づいて方形波信号系ＣＬＫＩ〜
Ｉ２を形成することができる。以下、トリガ信号Ｔ１に
よって、出力スイッチ制御部８および出力スイッチ７で
ＣＬＫを選択する過程等は前記例と同様である。

本実施例においては、ＶＴＩＩＡと■□□は位相が異な
るほかは同一の波形として得られるので、レベル比較器
での比較レベルはＡ系、Ｂ系とも同じ基準を用いること
ができ、第１図に示すように比較電圧発生部１３の出力
を共用できる。

さらに、ＶＣＯＩＡ、　ＩＢ比出力三角波信号のうち、
頂点部分を除いたリニアリティの良い中央部付近の的良
好に保たれることになる。

前記第１の実施例では三角波信号ＶＴＩ’ｌを用いて説
明したが、前述のように、本発明では発振器の出力波形
の中央部付近のみを用いるので、必ずしも三角波である
必要はなく、例えば、正弦波信号を用いて近似すること
もできる。第３図にその一例を示す。三角波信号ｖ子穴
に対し、図示のような関係の正弦波信号■□、を用いれ
ば、レベル比較点３Ａ〜３ＣはＶＴｊｌのときと同じに
できる。さらに、発振波形が正弦波でよいので発振器も
比較的容易に構成でき、周波数特性の影響も三角波を用
いる場合に比べて小さくできるなどの効果も期待できる
。

位相差の保持に関して、第１の実施例では位相比較器を
用いたが、９０°の位相差を保てれば他の手段でも実現
は可能である。第４図に一例を示す。差動アンプ３１の
出力Ｐを、遅延量Δ丁の遅延部３２Ａおよび３２Ｂ経由
で逆相入力Ｒへもどして動作する発振器を用い、遅延部
３２Ａおよび３２Ｂの遅延量ΔＴを可変とする手段３３
を設けておく。この発振器では、差動アンプ３１の出力
Ｐと同逆相側人力Ｒどの位相差が１８０＠　となるよう
に発振する。

このとき、３２Ａと３２Ｂの２つの遅延部の遅延量の和
２Δ丁が１８０°位相に対応するので、両者の中間点Ｑ
では６丁の遅れすなわちＰ点に対して９０゜の位相差と
なる。よって、３３の可変部を調整して水晶発振器を基
準とするＰＬＬ制御等を行えばＯ。

側として■８．９０°側として■、の２相の信号部を出
力することができ、これを用いて第１の実施例と同様の
ことができる。この例では、発振器が１組でよいという
利点もある。

なお、今まではジッタ量の許容が一百の場合すなわち基
本クロックの１周期を１２分割する場合を説明してきた
が、分割数は１２に限定されるものではなく、要求され
る仕様や回路特性に応じてより細分化することも可能で
ある。

さらに、２つの三角波信号等の位相差は＋９０゛でも一
９０°でもよく、常に安定していればどちらでも同一の
効果がある。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、同期ジッタ量を
低減するために比較レベル数を増やした場合、あるいは
所望の同期クロック信号出力の周波数が高くても安定に
同期クロック信号を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図における各種信号群の関係を示す図、 第３図は本発明の他の実施例を説明するための信号波形
図、 第４図は本発明の他の実施例における９０゛位相差信号
の発振器のブロック図、 第５図は位相同期信号発生器を示すブロック図、 第６図は第１図における各種信号群の関係を示す図、 第７図（ａ）は三角波発振器の基本構成を示す図、 第７図（ｂ）は同発振器の詳細構成を示す図、第７図（
ｃ）は同発振器内の信号波形の一例を示す図、 第８図は位相比較器の構成を示す図、 第９図はレベル比較器の構成を示す図、第１０図は出力
スイッチ制御部のブロック図、第１１図は出力スイッチ
の動作説明図、第１２図（ａ）　、　（ｂ）は本発明の
他の実施例における各種信号群の関係を示す図、 第１３図は位相同期信号発生器のさらに他の例のブロッ
ク図、 第１４図は従来例のブロック図、 第１５図は同従来例の信号を示す図である。 ＩＡ、　ＩＢ・・・周波数可変三角波発生器、２Ａ、　
２Ｂ・・・位相比較器、 ３・・・発振周波数ｆ０の水晶発振器。 ５Ａ１〜５Ｂ３・・・レベル比較器、 ６・・・方形波発生器、 ７・・・出力スイッチ。 ８・・・出力スイッチ制御部、 １２・・・出力ゲート、 １３．１３’・・・比較電圧発生部、 ｌ５・・・遅延補償回路、 ３１・・・差動アンプ、 ３２・・・遅延部。 ヒ 第１Ｏ図 第１１図 Ｑ 第１５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）同期クロック信号と同一周波数の互いに位相差をも
   つ複数の信号を出力する信号出力手段と、 該信号出力手段からの複数の信号を各々複数のレベルで
   ２値化して出力する複数のレベル比較手段と、 該複数のレベル比較手段から出力される複数の位相の信
   号群からトリガ信号に基づいて同期クロック信号を選択
   する手段と を具えたことを特徴とする位相同期信号発生器。