JPH0443718A - 並列型a/d変換器 - Google Patents
並列型a/d変換器Info
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- JPH0443718A JPH0443718A JP2151987A JP15198790A JPH0443718A JP H0443718 A JPH0443718 A JP H0443718A JP 2151987 A JP2151987 A JP 2151987A JP 15198790 A JP15198790 A JP 15198790A JP H0443718 A JPH0443718 A JP H0443718A
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- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 2
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- UGFAIRIUMAVXCW-UHFFFAOYSA-N Carbon monoxide Chemical compound [O+]#[C-] UGFAIRIUMAVXCW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/20—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits
- H03M1/202—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits by interpolation
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- H03M1/204—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits by interpolation using an analogue interpolation circuit in which one or more virtual intermediate reference signals are generated between adjacent original reference signals, e.g. by connecting pre-amplifier outputs to multiple comparators
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- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は並列型A/D変換器に関するものであム従来の
技術 第4図に従来の並列型A/D変換器を示す。この並列型
A/D変換器は 一方の入力端に共通に入力信号2を入
力し 他方の入力端に 基準電圧3と基準抵抗列10か
らなる参照電圧発生手段の夫々の参照電圧が印加されて
いる複数の比較回路からなる比較回路列11と、比較回
路列11からの比較出力を論理処理してデジタル変換出
力8を得る論理処理回路7とを有していも このような
構成に於いて、比較器の比較出力は入力信号2と夫々の
比較器の参照電圧が最も近い比較器を境にして入力信号
2よりも参照電圧の高い比較器は全てOレベ/k 低
い比較器はルベルの比較出力を発生すムそこで論理処理
回路7に於て隣接する比較器の比較出力の排他的論理和
などの論理処理を行なI、X。
技術 第4図に従来の並列型A/D変換器を示す。この並列型
A/D変換器は 一方の入力端に共通に入力信号2を入
力し 他方の入力端に 基準電圧3と基準抵抗列10か
らなる参照電圧発生手段の夫々の参照電圧が印加されて
いる複数の比較回路からなる比較回路列11と、比較回
路列11からの比較出力を論理処理してデジタル変換出
力8を得る論理処理回路7とを有していも このような
構成に於いて、比較器の比較出力は入力信号2と夫々の
比較器の参照電圧が最も近い比較器を境にして入力信号
2よりも参照電圧の高い比較器は全てOレベ/k 低
い比較器はルベルの比較出力を発生すムそこで論理処理
回路7に於て隣接する比較器の比較出力の排他的論理和
などの論理処理を行なI、X。
エンコーダ回路に排他的論理和の出力を入力すればデジ
タル変換出力8を得ることができも このような従来の
並列型A/D変換器ではその並列性により最も高速なA
/D変換が可能である。このような従来の並列型A/D
変換器については例えば次の性基の文献を参照されたL
℃ rTakemoto etal、、’ A Fully
Parallel 1O−Bit A/D Con
verter with Video 5pee
d’、 (アイ・イー・イー・イータ9ヤーナル ソ
リフビステート サキ7ト) IEEE J、
5olid−8tateCircuits、 Vol
、 5C−17,P、 1133−1138; De
c、、 1982、」 発明が解決しようとする課題 しかしながらこのような従来の並列型A/D変換器に於
ては分解能が上がるほど比較器の電圧精度が必要で、例
えば10ビット精度においては相隣り合う比較器の参照
電圧の差が2mV程度になるためにこの電圧の数分の−
の比較電圧精度が各比較器に要求されも このような電
圧精度は非常に困難で、歩留を大幅に低下させることに
なり、コストの上昇を招く他 比較器を構成する電子素
子の大きさを増大させることになり消費電力の増大、も
しくは高周波特性の劣化を招く。さらに分解能の増大と
ともに入力信号に接続される比較器の数が増加すること
から入力容量が増大し 高周波入力信号のドライブを困
難にし 歪みを増大させ、変換精度を劣化させる。同様
に基準抵抗列に接続される比較器の数が増大することか
ら比較器の入力バイアス電流による電圧降下の増加が変
換精度を著しく劣化させも 以上の理由により従来の並
列型A/D変換器に於ては高精度のA/D変換器の実現
を困難にしてい九 本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、高速高
精度で高周波信号に対する歪み力(少なく、かつ低コス
トの並列型A/D変換器を提供することを目的としてい
も 課題を解決するための手段 本発明は上記課題を解決するた敢 複数の参照電圧を発
生する参照電圧発生手段と、一方の入力端には共通に入
力信号2力 他方の入力端には夫々の参照電圧が入力さ
れており、入力端子間の電位差を差動出力電圧に変換す
る複数の差動変換回路からなる差動変換回路列と、前記
差動変換回路列中の相隣り合う差動変換回路の出力電圧
肌 及び相補出力電圧間を分圧して順次補間する複数の
補間回路からなる補間回路列と、前記補間回路列中の補
間電圧を順次比較する複数の比較回路からなる比較回路
列と、前記比較回路列中の比較回路の出力を論理処理し
てデジタル変換出力を得る論理処理回路を有する並列型
A/D変換器であム作用 本発明に於ては各比較回路の入力端に加わる夫々の電圧
(よ 差動変換回路において入力信号と各参照電圧の間
の電位差が増幅されたものであるので、各比較回路の比
較電圧ばらつきは入力端では差動変換回路の利得性だけ
減少して現われも このため例えば従来の並列型A/D
変換器では8ビツトの分解能しか実現できない比較回路
を用いても差動変換回路の利得を4以上に設定すればl
Oビットの分解能の並列型A/D変換器を実現できもさ
らに入力信号及び基準抵抗列には差動変換回路しか接続
されていないた数 入力信号及び基準抵抗列に対する回
路の接続点は従来の並列型A/D変換器の4分の1から
16分の1程度にすることができも このため入力容量
や入力バイアス電流を著しく減少させることができ、高
周波入力信号のドライブが容易で、歪みが減少し 変換
精度の向上を図った並列型A/D変換器を実現できも実
施例 本発明の一実施例に於ける並列型A/D変換器の回路構
成図を第1図に示す。
タル変換出力8を得ることができも このような従来の
並列型A/D変換器ではその並列性により最も高速なA
/D変換が可能である。このような従来の並列型A/D
変換器については例えば次の性基の文献を参照されたL
℃ rTakemoto etal、、’ A Fully
Parallel 1O−Bit A/D Con
verter with Video 5pee
d’、 (アイ・イー・イー・イータ9ヤーナル ソ
リフビステート サキ7ト) IEEE J、
5olid−8tateCircuits、 Vol
、 5C−17,P、 1133−1138; De
c、、 1982、」 発明が解決しようとする課題 しかしながらこのような従来の並列型A/D変換器に於
ては分解能が上がるほど比較器の電圧精度が必要で、例
えば10ビット精度においては相隣り合う比較器の参照
電圧の差が2mV程度になるためにこの電圧の数分の−
の比較電圧精度が各比較器に要求されも このような電
圧精度は非常に困難で、歩留を大幅に低下させることに
なり、コストの上昇を招く他 比較器を構成する電子素
子の大きさを増大させることになり消費電力の増大、も
しくは高周波特性の劣化を招く。さらに分解能の増大と
ともに入力信号に接続される比較器の数が増加すること
から入力容量が増大し 高周波入力信号のドライブを困
難にし 歪みを増大させ、変換精度を劣化させる。同様
に基準抵抗列に接続される比較器の数が増大することか
ら比較器の入力バイアス電流による電圧降下の増加が変
換精度を著しく劣化させも 以上の理由により従来の並
列型A/D変換器に於ては高精度のA/D変換器の実現
を困難にしてい九 本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、高速高
精度で高周波信号に対する歪み力(少なく、かつ低コス
トの並列型A/D変換器を提供することを目的としてい
も 課題を解決するための手段 本発明は上記課題を解決するた敢 複数の参照電圧を発
生する参照電圧発生手段と、一方の入力端には共通に入
力信号2力 他方の入力端には夫々の参照電圧が入力さ
れており、入力端子間の電位差を差動出力電圧に変換す
る複数の差動変換回路からなる差動変換回路列と、前記
差動変換回路列中の相隣り合う差動変換回路の出力電圧
肌 及び相補出力電圧間を分圧して順次補間する複数の
補間回路からなる補間回路列と、前記補間回路列中の補
間電圧を順次比較する複数の比較回路からなる比較回路
列と、前記比較回路列中の比較回路の出力を論理処理し
てデジタル変換出力を得る論理処理回路を有する並列型
A/D変換器であム作用 本発明に於ては各比較回路の入力端に加わる夫々の電圧
(よ 差動変換回路において入力信号と各参照電圧の間
の電位差が増幅されたものであるので、各比較回路の比
較電圧ばらつきは入力端では差動変換回路の利得性だけ
減少して現われも このため例えば従来の並列型A/D
変換器では8ビツトの分解能しか実現できない比較回路
を用いても差動変換回路の利得を4以上に設定すればl
Oビットの分解能の並列型A/D変換器を実現できもさ
らに入力信号及び基準抵抗列には差動変換回路しか接続
されていないた数 入力信号及び基準抵抗列に対する回
路の接続点は従来の並列型A/D変換器の4分の1から
16分の1程度にすることができも このため入力容量
や入力バイアス電流を著しく減少させることができ、高
周波入力信号のドライブが容易で、歪みが減少し 変換
精度の向上を図った並列型A/D変換器を実現できも実
施例 本発明の一実施例に於ける並列型A/D変換器の回路構
成図を第1図に示す。
同図に於て、入力端子間の電位差を差動出力電圧に変換
する複数の差動変換回路からなる差動変換回路列1の各
差動変換回路の一方の入力端には共通に入力信号2力丈
他方の入力端には基準電圧3及び基準抵抗列4からな
る複数の参照電圧を発生する参照電圧発生手段の夫々の
参照電圧が入力されている。この出力は差動変換回路列
1中の相隣り合う差動変換回路の出力電圧1t 及び
相補出力電圧間を分圧して順次補間する抵抗からなる補
間回路列5に入力されており、この補間回路列5中の夫
々の補間電圧は補間回路列5中の補間電圧を順次比較す
る複数の比較回路からなる比較回路列6において比較さ
れ この比較回路列6の比較出力を入力とする論理処理
回路7においてデジタル変換出力8に変換され 出力さ
れも 第1図に於ける並列型A/D変換器は相隣り合う差動変
換回路の間に8個の比較回路を有する単位回路の繰り返
しとみなせるのて この単位回路の動作を示せば全体の
動作は容易に推定できも そこでM2図にこの単位回路
を、第3図にこの単位回路の各部の動作波形を示す。
する複数の差動変換回路からなる差動変換回路列1の各
差動変換回路の一方の入力端には共通に入力信号2力丈
他方の入力端には基準電圧3及び基準抵抗列4からな
る複数の参照電圧を発生する参照電圧発生手段の夫々の
参照電圧が入力されている。この出力は差動変換回路列
1中の相隣り合う差動変換回路の出力電圧1t 及び
相補出力電圧間を分圧して順次補間する抵抗からなる補
間回路列5に入力されており、この補間回路列5中の夫
々の補間電圧は補間回路列5中の補間電圧を順次比較す
る複数の比較回路からなる比較回路列6において比較さ
れ この比較回路列6の比較出力を入力とする論理処理
回路7においてデジタル変換出力8に変換され 出力さ
れも 第1図に於ける並列型A/D変換器は相隣り合う差動変
換回路の間に8個の比較回路を有する単位回路の繰り返
しとみなせるのて この単位回路の動作を示せば全体の
動作は容易に推定できも そこでM2図にこの単位回路
を、第3図にこの単位回路の各部の動作波形を示す。
第2図は単位回路の回路構成図であa 相隣り合う差動
変換回路101、102の一方の入力端には入力信号V
2が共通に入力され 他方の入力端間には基準抵抗41
が挿入され 参照電圧Vsl、Vs2が夫々入力されて
いも 差動変換回路101、102の出力端の間には抵
抗Rrl−Rr4の縦続接続体相補出力端の間には抵抗
R11〜R14の縦続接続体からなる補間回路51が挿
入されており、補間電圧VrO〜Vr4. VIO〜V
14を発生していも これら補間電圧は比較回路C1〜
C8からなる比較回路列61の夫々の比較回路の入力端
に接続されていも 比較回路C1〜C8の比較出力端に
は比較出力D1〜D8がそれぞれ発生する。
変換回路101、102の一方の入力端には入力信号V
2が共通に入力され 他方の入力端間には基準抵抗41
が挿入され 参照電圧Vsl、Vs2が夫々入力されて
いも 差動変換回路101、102の出力端の間には抵
抗Rrl−Rr4の縦続接続体相補出力端の間には抵抗
R11〜R14の縦続接続体からなる補間回路51が挿
入されており、補間電圧VrO〜Vr4. VIO〜V
14を発生していも これら補間電圧は比較回路C1〜
C8からなる比較回路列61の夫々の比較回路の入力端
に接続されていも 比較回路C1〜C8の比較出力端に
は比較出力D1〜D8がそれぞれ発生する。
第3図は入力信号電圧Viに対する補間電圧VrO〜V
r4. VIO〜V14及ヒ比較出力DI −D’8を
示してぃ4差動変換回路101の出力VrΩ及び相補出
力VIOは人力信号電圧Viに対して夫々増加及び減少
し 参照電圧Vslで交差すも 同様に差動変換回路1
02の出力Vr4及び相補出力V14は入力信号電圧V
iに対して夫々増加及び減少し 参照電圧Vs2で交差
すム差動変換回路の出力電圧間の補間電圧Vrl、 V
r2. Vr3はVrOとVr4の間を抵抗分圧し 差
動変換回路の相補出力電圧間の補間電圧Vll、 V1
2. V131;t VIOとV140)間を抵抗分圧
するので、補間回路を形成する補間抵抗Rrl〜Rr4
.R11〜R14の値が全て等しいとすると、これら差
動変換回路の出力電圧間の補間電圧VrO〜Vr4と相
補出力電圧間の補間電圧VIO〜V14の交点を与える
入力電圧は参照電圧VslとVs2の間を均等に分割す
ム そこで比較回路C】〜C8によりこれら出力電圧間
の補間電圧VrO−Vr4と相補出力電圧間の補間電圧
VIO〜V14を比較しその比較出力を論理処理すれば
A/D変換を行なうことができも 第2図に示した接続
に於ては第3図のように比較出力D1〜D8は参照電圧
VslからVs2に向かって順番にオンしていく。この
ほか使用するコード体系などによっては各比較器に接続
される補間電圧は様々な組み合わせがありこの組み合わ
せによって本発明が制限を受けないことは言うまでもな
し〜 第j図では参照電圧がVslとVs2の場合について、
3ビット並列型A/D変換器を構成した場合について述
べているバ 第2図に示した単位回路を第1図のように
繰り返し接続すれば より高分解能の並列型A/D変換
器を実現できも 本実施例では比較回路列61を構成する比較器の入力端
には差動変換回路で入力信号Viと参照電圧Vslもし
くはVs2の間の電位差を増幅した電位差が印加されも
補間回路51において各補間電圧VrO−Vr4及び
VIO−V14は第3図に示したように全て差動変換回
路と同一の利得を有すム このため差動変換回路の利得
をG、比較回路の比較電圧ばらつきを△Vcとすると、
入力信号Viに対する比較電圧精度を表す入力換算比較
電圧ばらつき△Vciは次式の様に表すことができも △Vci=△Vc/G 上式より差動変換回路の利得Gを十分大きくとれば入力
換算比較電圧ばらつきΔVciを小さくすることができ
も 例えば比較回路の比較電圧ばらつき△Vcが8ビツ
トの精度で、利得Gが4以上の場合同一の比較回路を用
いたとすると10ビット精度の並列型A/D変換器を実
現できも 更(、−本発明に於ては人力信号2及・び基準抵抗列4
には差動変換回路しか接続されていないた六入力信号2
及び基準抵抗列4に対する回路の接続点は従来の並列型
A/D変換器の4分の1がら16分の1程度にすること
ができる。このため入力容量や入力バイアス電流を著し
く減少させることができ、高周波入力信号のドライブが
容易で、歪みが減少し 変換精度の向上を図った並列型
A/D変換器を実現できる。
r4. VIO〜V14及ヒ比較出力DI −D’8を
示してぃ4差動変換回路101の出力VrΩ及び相補出
力VIOは人力信号電圧Viに対して夫々増加及び減少
し 参照電圧Vslで交差すも 同様に差動変換回路1
02の出力Vr4及び相補出力V14は入力信号電圧V
iに対して夫々増加及び減少し 参照電圧Vs2で交差
すム差動変換回路の出力電圧間の補間電圧Vrl、 V
r2. Vr3はVrOとVr4の間を抵抗分圧し 差
動変換回路の相補出力電圧間の補間電圧Vll、 V1
2. V131;t VIOとV140)間を抵抗分圧
するので、補間回路を形成する補間抵抗Rrl〜Rr4
.R11〜R14の値が全て等しいとすると、これら差
動変換回路の出力電圧間の補間電圧VrO〜Vr4と相
補出力電圧間の補間電圧VIO〜V14の交点を与える
入力電圧は参照電圧VslとVs2の間を均等に分割す
ム そこで比較回路C】〜C8によりこれら出力電圧間
の補間電圧VrO−Vr4と相補出力電圧間の補間電圧
VIO〜V14を比較しその比較出力を論理処理すれば
A/D変換を行なうことができも 第2図に示した接続
に於ては第3図のように比較出力D1〜D8は参照電圧
VslからVs2に向かって順番にオンしていく。この
ほか使用するコード体系などによっては各比較器に接続
される補間電圧は様々な組み合わせがありこの組み合わ
せによって本発明が制限を受けないことは言うまでもな
し〜 第j図では参照電圧がVslとVs2の場合について、
3ビット並列型A/D変換器を構成した場合について述
べているバ 第2図に示した単位回路を第1図のように
繰り返し接続すれば より高分解能の並列型A/D変換
器を実現できも 本実施例では比較回路列61を構成する比較器の入力端
には差動変換回路で入力信号Viと参照電圧Vslもし
くはVs2の間の電位差を増幅した電位差が印加されも
補間回路51において各補間電圧VrO−Vr4及び
VIO−V14は第3図に示したように全て差動変換回
路と同一の利得を有すム このため差動変換回路の利得
をG、比較回路の比較電圧ばらつきを△Vcとすると、
入力信号Viに対する比較電圧精度を表す入力換算比較
電圧ばらつき△Vciは次式の様に表すことができも △Vci=△Vc/G 上式より差動変換回路の利得Gを十分大きくとれば入力
換算比較電圧ばらつきΔVciを小さくすることができ
も 例えば比較回路の比較電圧ばらつき△Vcが8ビツ
トの精度で、利得Gが4以上の場合同一の比較回路を用
いたとすると10ビット精度の並列型A/D変換器を実
現できも 更(、−本発明に於ては人力信号2及・び基準抵抗列4
には差動変換回路しか接続されていないた六入力信号2
及び基準抵抗列4に対する回路の接続点は従来の並列型
A/D変換器の4分の1がら16分の1程度にすること
ができる。このため入力容量や入力バイアス電流を著し
く減少させることができ、高周波入力信号のドライブが
容易で、歪みが減少し 変換精度の向上を図った並列型
A/D変換器を実現できる。
発明の詳細
な説明した様に本発明は複数の参照電圧を発生する参照
電圧発生手段と、一方の入力端には共通に入力信号力(
他方の入力端には夫々の参照電圧が人力されており、入
力端子間の電位差を差動出力電圧に変換する複数の差動
変換回路からなる差動変換回路列と、前記差動変換回路
列中の相隣り合う差動変換回路の出カ電圧皿 及び相補
aカミ正量を分圧して順次補間する複数の補間回路から
なる補間回路列と、前記補間回路列中の補間電圧を順次
比較する複数の比較回路からなる比較回路列と、前記比
較回路列中の比較回路の出方を論理処理してデジタル変
換出力を得る論理処理回路を有する並列型A/D変換器
であるた数 以下のような効果があa (1)差動変換回路の利得Gを十分大きくとれば入力換
算精度を十分小さくすることができるため同一精度の比
較回路を用いたとしてもより高精度の並列型A/D変換
器を実現できも (2)入力信号及び基準抵抗列には差動変換回路しか接
続されていないた敢 入力信号及び基準抵抗列に対する
回路の接続点は従来の並列型A/D変換器に比べ著しく
減少させることができも このため入力容量や人力バイ
アス電流を著しく減少させることができ、高周波久方信
号のドライブが容易で、歪みが減少L 高周波久方信号
に対しても高精度な変換を行なうことができも (3)比較器に対する電圧精度要求が緩和されるため実
現の可能性が高くしたがって製造歩留が高(−このため
低コスト化を図ることができム
電圧発生手段と、一方の入力端には共通に入力信号力(
他方の入力端には夫々の参照電圧が人力されており、入
力端子間の電位差を差動出力電圧に変換する複数の差動
変換回路からなる差動変換回路列と、前記差動変換回路
列中の相隣り合う差動変換回路の出カ電圧皿 及び相補
aカミ正量を分圧して順次補間する複数の補間回路から
なる補間回路列と、前記補間回路列中の補間電圧を順次
比較する複数の比較回路からなる比較回路列と、前記比
較回路列中の比較回路の出方を論理処理してデジタル変
換出力を得る論理処理回路を有する並列型A/D変換器
であるた数 以下のような効果があa (1)差動変換回路の利得Gを十分大きくとれば入力換
算精度を十分小さくすることができるため同一精度の比
較回路を用いたとしてもより高精度の並列型A/D変換
器を実現できも (2)入力信号及び基準抵抗列には差動変換回路しか接
続されていないた敢 入力信号及び基準抵抗列に対する
回路の接続点は従来の並列型A/D変換器に比べ著しく
減少させることができも このため入力容量や人力バイ
アス電流を著しく減少させることができ、高周波久方信
号のドライブが容易で、歪みが減少L 高周波久方信号
に対しても高精度な変換を行なうことができも (3)比較器に対する電圧精度要求が緩和されるため実
現の可能性が高くしたがって製造歩留が高(−このため
低コスト化を図ることができム
第1図は本発明の一実施例の回路構成図 第2図は第1
図の単位回路の回路構成に 第3図は単位回路の各部の
動作波形を示す動作特性医 第4図は従来の並列型AI
D変換器の回路構成図であムト・・差動変換回路列1上
5・・・補間回路ダL 6・・・比較回路ダふ 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか1名第 図 第 図
図の単位回路の回路構成に 第3図は単位回路の各部の
動作波形を示す動作特性医 第4図は従来の並列型AI
D変換器の回路構成図であムト・・差動変換回路列1上
5・・・補間回路ダL 6・・・比較回路ダふ 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか1名第 図 第 図
Claims (1)
- 複数の参照電圧を発生する参照電圧発生手段と、一方の
入力端には共通に入力信号が、他方の入力端には夫々の
参照電圧が入力されており、入力端子間の電位差を差動
出力電圧に変換する複数の差動変換回路からなる差動変
換回路列と、前記差動変換回路列中の相隣り合う差動変
換回路の出力電圧間、及び相補出力電圧間を分圧して順
次補間する複数の補間回路からなる補間回路列と、前記
補間回路列中の補間電圧を順次比較する複数の比較回路
からなる比較回路列と、前記比較回路列中の比較回路の
出力を論理処理してデジタル変換出力を得る論理処理回
路を有する並列型A/D変換器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2151987A JPH0443718A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 並列型a/d変換器 |
US07/711,014 US5164728A (en) | 1990-06-11 | 1991-06-06 | A/D converter with complementary interpolating voltage dividers |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2151987A JPH0443718A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 並列型a/d変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0443718A true JPH0443718A (ja) | 1992-02-13 |
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ID=15530587
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2151987A Pending JPH0443718A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 並列型a/d変換器 |
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US (1) | US5164728A (ja) |
JP (1) | JPH0443718A (ja) |
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