JPH04293367A - Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 - Google Patents
Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器Info
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- JPH04293367A JPH04293367A JP3081305A JP8130591A JPH04293367A JP H04293367 A JPH04293367 A JP H04293367A JP 3081305 A JP3081305 A JP 3081305A JP 8130591 A JP8130591 A JP 8130591A JP H04293367 A JPH04293367 A JP H04293367A
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- JP
- Japan
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- signal
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- waveform
- mhz
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- 229940028444 muse Drugs 0.000 title claims abstract description 35
- GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N prostaglandin E1 Chemical compound CCCCC[C@H](O)\C=C\[C@H]1[C@H](O)CC(=O)[C@@H]1CCCCCCC(O)=O GMVPRGQOIOIIMI-DWKJAMRDSA-N 0.000 title claims description 18
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 5
- 230000008030 elimination Effects 0.000 abstract 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 abstract 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＦＭ−ＭＵＳＥ信号お
よびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ずる波形歪
みを補正する波形等化器に関する。
よびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ずる波形歪
みを補正する波形等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の波形等化器を図２に示す。図にお
いて、１はＡＭモードまたはＦＭモードのＭＵＳＥ信号
（映像信号）入力ライン、３はサンプリング（クロック
信号）入力ライン、４は該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ
信号をアナログからディジタルに変換するサンプリング
周波数１６．２メガヘルツの第１のＡ／Ｄ変換回路、５
は該第１のＡ／Ｄ変換回路４よりの信号を遅延し等化用
フィルタ７の出力信号とタイミングを合わせる遅延回路
、６は該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ信号をアナログか
らディジタルに変換するサンプリング周波数３２．４メ
ガヘルツの第２のＡ／Ｄ変換回路、７は該クロック信号
とマイコン１２よりの制御信号とで第２のＡ／Ｄ変換回
路６よりの信号から補正信号を作る等化用フィルタ、８
はマイコン１２よりの切り換え信号でオンオフし、オン
時に等化用フィルタ７よりの補正信号を第１の加算器９
へ入力する第１の切り換え回路、９は該遅延回路５より
の信号と該第１の切り換え回路８よりの信号とを加算す
る第１の加算器、１０はＭＵＳＥ信号の出力端子、１１
は当ＭＵＳＥデコーダ内で作り出している理想的ＶＩＴ
信号から該出力端子１０のＭＵＳＥ信号に重畳されてい
るＶＩＴ信号を引き（２の補数を取り加算する）前者に
対する後者の誤差として信号出力する第２の加算器、１
２は該モード識別信号に基づきモードごとに該第２の加
算器１１よりの誤差信号から波形等化のアルゴリズムを
演算し、該演算結果に基づく該制御信号（１５）の出力
と、該切り換え信号（１４）の出力とをなすマイコン、
１３は該理想的ＶＩＴ信号入力ラインである。
いて、１はＡＭモードまたはＦＭモードのＭＵＳＥ信号
（映像信号）入力ライン、３はサンプリング（クロック
信号）入力ライン、４は該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ
信号をアナログからディジタルに変換するサンプリング
周波数１６．２メガヘルツの第１のＡ／Ｄ変換回路、５
は該第１のＡ／Ｄ変換回路４よりの信号を遅延し等化用
フィルタ７の出力信号とタイミングを合わせる遅延回路
、６は該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ信号をアナログか
らディジタルに変換するサンプリング周波数３２．４メ
ガヘルツの第２のＡ／Ｄ変換回路、７は該クロック信号
とマイコン１２よりの制御信号とで第２のＡ／Ｄ変換回
路６よりの信号から補正信号を作る等化用フィルタ、８
はマイコン１２よりの切り換え信号でオンオフし、オン
時に等化用フィルタ７よりの補正信号を第１の加算器９
へ入力する第１の切り換え回路、９は該遅延回路５より
の信号と該第１の切り換え回路８よりの信号とを加算す
る第１の加算器、１０はＭＵＳＥ信号の出力端子、１１
は当ＭＵＳＥデコーダ内で作り出している理想的ＶＩＴ
信号から該出力端子１０のＭＵＳＥ信号に重畳されてい
るＶＩＴ信号を引き（２の補数を取り加算する）前者に
対する後者の誤差として信号出力する第２の加算器、１
２は該モード識別信号に基づきモードごとに該第２の加
算器１１よりの誤差信号から波形等化のアルゴリズムを
演算し、該演算結果に基づく該制御信号（１５）の出力
と、該切り換え信号（１４）の出力とをなすマイコン、
１３は該理想的ＶＩＴ信号入力ラインである。
【０００３】上記において、モード識別信号は当ＭＵＳ
Ｅデコーダの他回路にて得られている信号を利用する。 ディジタルフィルタである等化用フィルタ７にはサンプ
リング周波数を３２．４メガヘルツとしたトランスバー
サルフィルタを使用している。該トランスバーサルフィ
ルタは縦属接続された複数の遅延器（該遅延器の数をタ
ップ長という）と遅延器ごとの乗算器および加算器で構
成され、各遅延器の出力を各乗算器の係数をもって乗算
後、加算器で加算することにより入力信号から補正信号
を作り出している。該補正信号は該乗算器の係数を変え
る（マイコン制御）ことにより適性な信号としている。 該補正信号を本線系（第１のＡ／Ｄ変換回路４および遅
延回路５の信号経路）の信号に加算（第１の加算器９）
することにより波形等化を行っている。この加算は遅延
回路５の出力にタイミングを合わせ第１の切り換え回路
８がオンすることによりなされる。該乗算器の係数制御
と該第１の切り換え回路８のオンオフ制御とをなすのが
マイコン１２であり、該マイコン１２に演算の基準とな
る信号を入力するのが第２の加算器１１である。尚、波
形等化を必要とする代表的な歪みとしては、ＦＭモード
ではリンギング、ＡＭモードではゴーストである。そし
て、ＡＭモード時における正規成分とゴースト成分との
時間差は、ＦＭモード時における正規成分とリンギング
成分との時間差より一般に大きく且つバラツキがある。 ＡＭモードはＦＭモードに比べ伝送系の影響を受け易い
からである。
Ｅデコーダの他回路にて得られている信号を利用する。 ディジタルフィルタである等化用フィルタ７にはサンプ
リング周波数を３２．４メガヘルツとしたトランスバー
サルフィルタを使用している。該トランスバーサルフィ
ルタは縦属接続された複数の遅延器（該遅延器の数をタ
ップ長という）と遅延器ごとの乗算器および加算器で構
成され、各遅延器の出力を各乗算器の係数をもって乗算
後、加算器で加算することにより入力信号から補正信号
を作り出している。該補正信号は該乗算器の係数を変え
る（マイコン制御）ことにより適性な信号としている。 該補正信号を本線系（第１のＡ／Ｄ変換回路４および遅
延回路５の信号経路）の信号に加算（第１の加算器９）
することにより波形等化を行っている。この加算は遅延
回路５の出力にタイミングを合わせ第１の切り換え回路
８がオンすることによりなされる。該乗算器の係数制御
と該第１の切り換え回路８のオンオフ制御とをなすのが
マイコン１２であり、該マイコン１２に演算の基準とな
る信号を入力するのが第２の加算器１１である。尚、波
形等化を必要とする代表的な歪みとしては、ＦＭモード
ではリンギング、ＡＭモードではゴーストである。そし
て、ＡＭモード時における正規成分とゴースト成分との
時間差は、ＦＭモード時における正規成分とリンギング
成分との時間差より一般に大きく且つバラツキがある。 ＡＭモードはＦＭモードに比べ伝送系の影響を受け易い
からである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、ＡＭモード時
におけるゴースト成分の除去性能を向上するには、前記
等化用フィルタ７のタップ長を長くする必要があり（但
し、サンプリング周波数は３２．４メガヘルツとした場
合）、その分等化用フィルタ７のコストが上昇する。ゴ
ースト成分の正規成分に対する遅れ時間が大きいほどタ
ップ長を長くしないとゴースト補正ができないからであ
る。本発明は、該タップ長を長くすることなくゴースト
成分の除去性能を向上するＭＵＳＥデコーダの波形等化
器を提供することを目的とする。
におけるゴースト成分の除去性能を向上するには、前記
等化用フィルタ７のタップ長を長くする必要があり（但
し、サンプリング周波数は３２．４メガヘルツとした場
合）、その分等化用フィルタ７のコストが上昇する。ゴ
ースト成分の正規成分に対する遅れ時間が大きいほどタ
ップ長を長くしないとゴースト補正ができないからであ
る。本発明は、該タップ長を長くすることなくゴースト
成分の除去性能を向上するＭＵＳＥデコーダの波形等化
器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＦＭ−ＭＵＳ
Ｅ信号およびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ず
る波形歪みを補正する波形等化器に設ける波形等化用ト
ランスバーサルフィルタにおいて、該トランスバーサル
フィルタのクロック周波数を該ＦＭ−ＭＵＳＥ信号に対
しては３２．４メガヘルツとし該ＡＭ−ＭＵＳＥ信号に
対しては１６．２メガヘルツとしたＭＵＳＥデコーダの
波形等化器を提供するものである。
Ｅ信号およびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ず
る波形歪みを補正する波形等化器に設ける波形等化用ト
ランスバーサルフィルタにおいて、該トランスバーサル
フィルタのクロック周波数を該ＦＭ−ＭＵＳＥ信号に対
しては３２．４メガヘルツとし該ＡＭ−ＭＵＳＥ信号に
対しては１６．２メガヘルツとしたＭＵＳＥデコーダの
波形等化器を提供するものである。
【０００６】
【作用】等化用フィルタ（トランスバーサルフィルタ）
のサンプリング周波数をＡＭモード時には１６．２メガ
ヘルツにし、ＦＭモード時には３２．４メガヘルツにす
る。該サンプリング周波数を切り換えるために切り換え
回路を設ける。
のサンプリング周波数をＡＭモード時には１６．２メガ
ヘルツにし、ＦＭモード時には３２．４メガヘルツにす
る。該サンプリング周波数を切り換えるために切り換え
回路を設ける。
【０００７】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明によるＭＵＳＥ
デコーダの波形等化器を説明する。図１は本発明による
ＭＵＳＥデコーダの波形等化器の一実施例を示す要部ブ
ロック図である。図において、図２と同一のものは同一
の符号を附してあり、２１は第２の切り換え回路、２２
は第１のＡＮＤゲート、２３は第２のＡＮＤゲート、２
４はＯＲゲートである。
デコーダの波形等化器を説明する。図１は本発明による
ＭＵＳＥデコーダの波形等化器の一実施例を示す要部ブ
ロック図である。図において、図２と同一のものは同一
の符号を附してあり、２１は第２の切り換え回路、２２
は第１のＡＮＤゲート、２３は第２のＡＮＤゲート、２
４はＯＲゲートである。
【０００８】本発明の動作は、殆どを図２を基本として
いる。異なるところは等化用フィルタ７のサンプリング
周波数をモードごとに切り換えることと、そのための切
り換え回路を設けていることである。以下、この点を中
心に説明する。第２の切り換え回路２１は図示のように
第１のＡＮＤゲート２２と第２のＡＮＤゲート２３およ
びＯＲゲート２４とで構成し、各ゲートの一端には３２
．４メガヘルツおよび１６．２メガヘルツのサンプリン
グ周波数を入力し（ａおよびｂ点）、他端にはＡＭ／Ｆ
Ｍモード識別信号を入力する（ｃ点）が第１のＡＮＤゲ
ート２２へ入力する信号は反転した信号である。また、
モード識別信号はＡＭモード時は「ハイ（Ｈ）」であり
、ＦＭモード時は「ロー（Ｌ）」である。上記から、第
２の切り換え回路２１の出力（ｄ点）は、ＡＭモード時
は１６．２メガヘルツになり、ＦＭモード時は３２．４
メガヘルツになる。等化用フィルタ７において、ＦＭモ
ード時の作用は従来（図２）と変わらないが、ＡＭモー
ド時はサンプリング周波数（クロック）が従来の半分に
なるのでサンプリング周波数（クロック）が３２．４メ
ガヘルツにした場合に比べ遅延時間を大きく取れること
になる。従って、遅延時間の大きいゴースト成分に対す
る波形等化が可能となる。尚、ＦＭモード時のサンプリ
ング周波数（クロック）を従来と同様の３２．４メガヘ
ルツにしてあるのはＡＭモード時のゴースト成分がない
ためタップ長を大きくする必要がないからである。
いる。異なるところは等化用フィルタ７のサンプリング
周波数をモードごとに切り換えることと、そのための切
り換え回路を設けていることである。以下、この点を中
心に説明する。第２の切り換え回路２１は図示のように
第１のＡＮＤゲート２２と第２のＡＮＤゲート２３およ
びＯＲゲート２４とで構成し、各ゲートの一端には３２
．４メガヘルツおよび１６．２メガヘルツのサンプリン
グ周波数を入力し（ａおよびｂ点）、他端にはＡＭ／Ｆ
Ｍモード識別信号を入力する（ｃ点）が第１のＡＮＤゲ
ート２２へ入力する信号は反転した信号である。また、
モード識別信号はＡＭモード時は「ハイ（Ｈ）」であり
、ＦＭモード時は「ロー（Ｌ）」である。上記から、第
２の切り換え回路２１の出力（ｄ点）は、ＡＭモード時
は１６．２メガヘルツになり、ＦＭモード時は３２．４
メガヘルツになる。等化用フィルタ７において、ＦＭモ
ード時の作用は従来（図２）と変わらないが、ＡＭモー
ド時はサンプリング周波数（クロック）が従来の半分に
なるのでサンプリング周波数（クロック）が３２．４メ
ガヘルツにした場合に比べ遅延時間を大きく取れること
になる。従って、遅延時間の大きいゴースト成分に対す
る波形等化が可能となる。尚、ＦＭモード時のサンプリ
ング周波数（クロック）を従来と同様の３２．４メガヘ
ルツにしてあるのはＡＭモード時のゴースト成分がない
ためタップ長を大きくする必要がないからである。
【０００９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、波
形等化用トランスバーサルフィルタのクロック周波数を
ＭＵＳＥ信号のモードに応じて切り換えるので該フィル
タの遅延時間を大きく取れ、ＡＭモード時における遅延
時間の長いゴースト成分に対する波形等化の性能を向上
し、且つタップ長を長くしたとした場合の該フィルタの
コスト上昇を回避でき、ＭＵＳＥデコーダの経済性、性
能向上に寄与するところが大きい。
形等化用トランスバーサルフィルタのクロック周波数を
ＭＵＳＥ信号のモードに応じて切り換えるので該フィル
タの遅延時間を大きく取れ、ＡＭモード時における遅延
時間の長いゴースト成分に対する波形等化の性能を向上
し、且つタップ長を長くしたとした場合の該フィルタの
コスト上昇を回避でき、ＭＵＳＥデコーダの経済性、性
能向上に寄与するところが大きい。
【図１】本発明によるＭＵＳＥデコーダの波形等化器の
一実施例を示す要部ブロック図である。
一実施例を示す要部ブロック図である。
【図２】従来のＭＵＳＥデコーダの波形等化器である。
１ ＡＭモードまたはＦＭモードのＭＵＳＥ信号入力
ライン２ モード識別信号ライン ３ クロック信号入力ライン ４ 第１のＡ／Ｄ変換回路 ５ 遅延回路 ６ 第２のＡ／Ｄ変換回路 ７ 等化用フィルタ ８ 第１の切り換え回路 ９ 第１の加算器 １０ 出力端子 １１ 第２の加算器 １２ マイコン １３ 理想的ＶＩＴ信号入力ライン １４ 切り換え信号ライン １５ 制御信号ライン ２１ 第２の切り換え回路 ２２ 第１のＡＮＤゲート ２３ 第２のＡＮＤゲート ２４ ＯＲゲート
ライン２ モード識別信号ライン ３ クロック信号入力ライン ４ 第１のＡ／Ｄ変換回路 ５ 遅延回路 ６ 第２のＡ／Ｄ変換回路 ７ 等化用フィルタ ８ 第１の切り換え回路 ９ 第１の加算器 １０ 出力端子 １１ 第２の加算器 １２ マイコン １３ 理想的ＶＩＴ信号入力ライン １４ 切り換え信号ライン １５ 制御信号ライン ２１ 第２の切り換え回路 ２２ 第１のＡＮＤゲート ２３ 第２のＡＮＤゲート ２４ ＯＲゲート
Claims (2)
- 【請求項１】 ＦＭ−ＭＵＳＥ信号およびＡＭ−ＭＵ
ＳＥ信号の伝送系において生ずる波形歪みを補正する波
形等化器に設ける波形等化用トランスバーサルフィルタ
において、該トランスバーサルフィルタのクロック周波
数を該ＦＭ−ＭＵＳＥ信号に対しては３２．４メガヘル
ツとし該ＡＭ−ＭＵＳＥ信号に対しては１６．２メガヘ
ルツとしたことを特徴とするＭＵＳＥデコーダの波形等
化器。 - 【請求項２】 ＦＭ−ＭＵＳＥ信号のときにはローレ
ベルになり、ＡＭ−ＭＵＳＥ信号のときにはハイレベル
になるモード識別信号のレベルが反転されて入力端の一
端に供給され、他端に３２．４メガヘルツのクロック信
号が供給された第１のＡＮＤゲートと、該モード識別信
号が入力端の一端に供給され、他端に１６．２メガヘル
ツのクロック信号が供給された第２のＡＮＤゲートと、
入力端の一端が該第１のＡＮＤゲートの出力端に接続さ
れ、他端が該第２のＡＮＤゲートの出力端に接続され、
出力端が前記波形等化用トランスバーサルフィルタのク
ロック信号入力端に接続されたＯＲゲートとからなる切
り換え回路を具備したＭＵＳＥデコーダの波形等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3081305A JP2918072B2 (ja) | 1991-03-22 | 1991-03-22 | Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3081305A JP2918072B2 (ja) | 1991-03-22 | 1991-03-22 | Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04293367A true JPH04293367A (ja) | 1992-10-16 |
| JP2918072B2 JP2918072B2 (ja) | 1999-07-12 |
Family
ID=13742685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3081305A Expired - Lifetime JP2918072B2 (ja) | 1991-03-22 | 1991-03-22 | Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2918072B2 (ja) |
-
1991
- 1991-03-22 JP JP3081305A patent/JP2918072B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2918072B2 (ja) | 1999-07-12 |
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