JP2918072B2 - Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 - Google Patents
Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器Info
- Publication number
- JP2918072B2 JP2918072B2 JP3081305A JP8130591A JP2918072B2 JP 2918072 B2 JP2918072 B2 JP 2918072B2 JP 3081305 A JP3081305 A JP 3081305A JP 8130591 A JP8130591 A JP 8130591A JP 2918072 B2 JP2918072 B2 JP 2918072B2
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- JP
- Japan
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- signal
- muse
- gate
- mode
- mhz
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＦＭ−ＭＵＳＥ信号お
よびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ずる波形歪
みを補正する波形等化器に関する。
よびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ずる波形歪
みを補正する波形等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の波形等化器を図２に示す。図にお
いて、１はAMモードまたはFMモードのＭＵＳＥ信号（映
像信号）入力ライン、３はサンプリング（クロック信
号）入力ライン、４は該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ信
号をアナログからディジタルに変換するサンプリング周
波数16.2メガヘルツの第１のＡ／Ｄ変換回路、５は該第
１のＡ／Ｄ変換回路４よりの信号を遅延し等化用フィル
タ７の出力信号とタイミングを合わせる遅延回路、６は
該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ信号をアナログからディ
ジタルに変換するサンプリング周波数32.4メガヘルツの
第２のＡ／Ｄ変換回路、７は該クロック信号とマイコン
12よりの制御信号とで第２のＡ／Ｄ変換回路６よりの信
号から補正信号を作る等化用フィルタ、８はマイコン12
よりの切り換え信号でオンオフし、オン時に等化用フィ
ルタ７よりの補正信号を第１の加算器９へ入力する第１
の切り換え回路、９は該遅延回路５よりの信号と該第１
の切り換え回路８よりの信号とを加算する第１の加算
器、10はＭＵＳＥ信号の出力端子、11は当ＭＵＳＥデコ
ーダ内で作り出している理想的ＶＩＴ信号から該出力端
子10のＭＵＳＥ信号に重畳されているＶＩＴ信号を引き
（２の補数を取り加算する）前者に対する後者の誤差と
して信号出力する第２の加算器、12は該モード識別信号
に基づきモードごとに該第２の加算器11よりの誤差信号
から波形等化のアルゴリズムを演算し、該演算結果に基
づく該制御信号（15）の出力と、該切り換え信号（14）
の出力とをなすマイコン、13は該理想的ＶＩＴ信号入力
ラインである。
いて、１はAMモードまたはFMモードのＭＵＳＥ信号（映
像信号）入力ライン、３はサンプリング（クロック信
号）入力ライン、４は該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ信
号をアナログからディジタルに変換するサンプリング周
波数16.2メガヘルツの第１のＡ／Ｄ変換回路、５は該第
１のＡ／Ｄ変換回路４よりの信号を遅延し等化用フィル
タ７の出力信号とタイミングを合わせる遅延回路、６は
該入力ラインよりの該ＭＵＳＥ信号をアナログからディ
ジタルに変換するサンプリング周波数32.4メガヘルツの
第２のＡ／Ｄ変換回路、７は該クロック信号とマイコン
12よりの制御信号とで第２のＡ／Ｄ変換回路６よりの信
号から補正信号を作る等化用フィルタ、８はマイコン12
よりの切り換え信号でオンオフし、オン時に等化用フィ
ルタ７よりの補正信号を第１の加算器９へ入力する第１
の切り換え回路、９は該遅延回路５よりの信号と該第１
の切り換え回路８よりの信号とを加算する第１の加算
器、10はＭＵＳＥ信号の出力端子、11は当ＭＵＳＥデコ
ーダ内で作り出している理想的ＶＩＴ信号から該出力端
子10のＭＵＳＥ信号に重畳されているＶＩＴ信号を引き
（２の補数を取り加算する）前者に対する後者の誤差と
して信号出力する第２の加算器、12は該モード識別信号
に基づきモードごとに該第２の加算器11よりの誤差信号
から波形等化のアルゴリズムを演算し、該演算結果に基
づく該制御信号（15）の出力と、該切り換え信号（14）
の出力とをなすマイコン、13は該理想的ＶＩＴ信号入力
ラインである。
【０００３】上記において、モード識別信号は当ＭＵＳ
Ｅデコーダの他回路にて得られている信号を利用する。
ディジタルフィルタである等化用フィルタ７にはサンプ
リング周波数を32.4メガヘルツとしたトランスバーサル
フィルタを使用している。該トランスバーサルフィルタ
は縦属接続された複数の遅延器（該遅延器の数をタップ
長という）と遅延器ごとの乗算器および加算器で構成さ
れ、各遅延器の出力を各乗算器の係数をもって乗算後、
加算器で加算することにより入力信号から補正信号を作
り出している。該補正信号は該乗算器の係数を変える
（マイコン制御）ことにより適性な信号としている。該
補正信号を本線系（第１のＡ／Ｄ変換回路４および遅延
回路５の信号経路）の信号に加算（第１の加算器９）す
ることにより波形等化を行っている。この加算は遅延回
路５の出力にタイミングを合わせ第１の切り換え回路８
がオンすることによりなされる。該乗算器の係数制御と
該第１の切り換え回路８のオンオフ制御とをなすのがマ
イコン12であり、該マイコン12に演算の基準となる信号
を入力するのが第２の加算器11である。尚、波形等化を
必要とする代表的な歪みとしては、FMモードではリンギ
ング、AMモードではゴーストである。そして、AMモード
時における正規成分とゴースト成分との時間差は、FMモ
ード時における正規成分とリンギング成分との時間差よ
り一般に大きく且つバラツキがある。AMモードはFMモー
ドに比べ伝送系の影響を受け易いからである。
Ｅデコーダの他回路にて得られている信号を利用する。
ディジタルフィルタである等化用フィルタ７にはサンプ
リング周波数を32.4メガヘルツとしたトランスバーサル
フィルタを使用している。該トランスバーサルフィルタ
は縦属接続された複数の遅延器（該遅延器の数をタップ
長という）と遅延器ごとの乗算器および加算器で構成さ
れ、各遅延器の出力を各乗算器の係数をもって乗算後、
加算器で加算することにより入力信号から補正信号を作
り出している。該補正信号は該乗算器の係数を変える
（マイコン制御）ことにより適性な信号としている。該
補正信号を本線系（第１のＡ／Ｄ変換回路４および遅延
回路５の信号経路）の信号に加算（第１の加算器９）す
ることにより波形等化を行っている。この加算は遅延回
路５の出力にタイミングを合わせ第１の切り換え回路８
がオンすることによりなされる。該乗算器の係数制御と
該第１の切り換え回路８のオンオフ制御とをなすのがマ
イコン12であり、該マイコン12に演算の基準となる信号
を入力するのが第２の加算器11である。尚、波形等化を
必要とする代表的な歪みとしては、FMモードではリンギ
ング、AMモードではゴーストである。そして、AMモード
時における正規成分とゴースト成分との時間差は、FMモ
ード時における正規成分とリンギング成分との時間差よ
り一般に大きく且つバラツキがある。AMモードはFMモー
ドに比べ伝送系の影響を受け易いからである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、AMモード時に
おけるゴースト成分の除去性能を向上するには、前記等
化用フィルタ７のタップ長を長くする必要があり（但
し、サンプリング周波数は32.4メガヘルツとした場
合）、その分等化用フィルタ７のコストが上昇する。ゴ
ースト成分の正規成分に対する遅れ時間が大きいほどタ
ップ長を長くしないとゴースト補正ができないからであ
る。本発明は、該タップ長を長くすることなくゴースト
成分の除去性能を向上するＭＵＳＥデコーダの波形等化
器を提供することを目的とする。
おけるゴースト成分の除去性能を向上するには、前記等
化用フィルタ７のタップ長を長くする必要があり（但
し、サンプリング周波数は32.4メガヘルツとした場
合）、その分等化用フィルタ７のコストが上昇する。ゴ
ースト成分の正規成分に対する遅れ時間が大きいほどタ
ップ長を長くしないとゴースト補正ができないからであ
る。本発明は、該タップ長を長くすることなくゴースト
成分の除去性能を向上するＭＵＳＥデコーダの波形等化
器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＦＭ−ＭＵＳ
Ｅ信号およびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ず
る波形歪みを補正する波形等化器に設ける波形等化用ト
ランスバーサルフィルタにおいて、該トランスバーサル
フィルタのクロック周波数を該ＦＭ−ＭＵＳＥ信号に対
しては３２．４メガヘルツとし該ＡＭ−ＭＵＳＥ信号に
対しては１６．２メガヘルツとしたＭＵＳＥデコーダの
波形等化器を提供するものである。
Ｅ信号およびＡＭ−ＭＵＳＥ信号の伝送系において生ず
る波形歪みを補正する波形等化器に設ける波形等化用ト
ランスバーサルフィルタにおいて、該トランスバーサル
フィルタのクロック周波数を該ＦＭ−ＭＵＳＥ信号に対
しては３２．４メガヘルツとし該ＡＭ−ＭＵＳＥ信号に
対しては１６．２メガヘルツとしたＭＵＳＥデコーダの
波形等化器を提供するものである。
【０００６】
【作用】等化用フィルタ（トランスバーサルフィルタ）
のサンプリング周波数をAMモード時には16.2メガヘルツ
にし、FMモード時には32.4メガヘルツにする。該サンプ
リング周波数を切り換えるために切り換え回路を設け
る。
のサンプリング周波数をAMモード時には16.2メガヘルツ
にし、FMモード時には32.4メガヘルツにする。該サンプ
リング周波数を切り換えるために切り換え回路を設け
る。
【０００７】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明によるＭＵＳＥ
デコーダの波形等化器を説明する。図１は本発明による
ＭＵＳＥデコーダの波形等化器の一実施例を示す要部ブ
ロック図である。図において、図２と同一のものは同一
の符号を附してあり、21は第２の切り換え回路、22は第
１のＡＮＤゲート、23は第２のＡＮＤゲート、24はＯＲ
ゲートである。
デコーダの波形等化器を説明する。図１は本発明による
ＭＵＳＥデコーダの波形等化器の一実施例を示す要部ブ
ロック図である。図において、図２と同一のものは同一
の符号を附してあり、21は第２の切り換え回路、22は第
１のＡＮＤゲート、23は第２のＡＮＤゲート、24はＯＲ
ゲートである。
【０００８】本発明の動作は、殆どを図２を基本として
いる。異なるところは等化用フィルタ７のサンプリング
周波数をモードごとに切り換えることと、そのための切
り換え回路を設けていることである。以下、この点を中
心に説明する。第２の切り換え回路21は図示のように第
１のＡＮＤゲート22と第２のＡＮＤゲート23およびＯＲ
ゲート24とで構成し、各ゲートの一端には32.4メガヘル
ツおよび16.2メガヘルツのサンプリング周波数を入力し
（ａおよびｂ点）、他端にはAM／FMモード識別信号を入
力する（ｃ点）が第１のＡＮＤゲート22へ入力する信号
は反転した信号である。また、モード識別信号はAMモー
ド時は「ハイ（Ｈ）」であり、FMモード時は「ロー
（Ｌ）」である。上記から、第２の切り換え回路21の出
力（ｄ点）は、AMモード時は16.2メガヘルツになり、FM
モード時は32.4メガヘルツになる。等化用フィルタ７に
おいて、FMモード時の作用は従来（図２）と変わらない
が、AMモード時はサンプリング周波数（クロック）が従
来の半分になるのでサンプリング周波数（クロック）が
32.4メガヘルツにした場合に比べ遅延時間を大きく取れ
ることになる。従って、遅延時間の大きいゴースト成分
に対する波形等化が可能となる。尚、FMモード時のサン
プリング周波数（クロック）を従来と同様の32.4メガヘ
ルツにしてあるのはAMモード時のゴースト成分がないた
めタップ長を大きくする必要がないからである。
いる。異なるところは等化用フィルタ７のサンプリング
周波数をモードごとに切り換えることと、そのための切
り換え回路を設けていることである。以下、この点を中
心に説明する。第２の切り換え回路21は図示のように第
１のＡＮＤゲート22と第２のＡＮＤゲート23およびＯＲ
ゲート24とで構成し、各ゲートの一端には32.4メガヘル
ツおよび16.2メガヘルツのサンプリング周波数を入力し
（ａおよびｂ点）、他端にはAM／FMモード識別信号を入
力する（ｃ点）が第１のＡＮＤゲート22へ入力する信号
は反転した信号である。また、モード識別信号はAMモー
ド時は「ハイ（Ｈ）」であり、FMモード時は「ロー
（Ｌ）」である。上記から、第２の切り換え回路21の出
力（ｄ点）は、AMモード時は16.2メガヘルツになり、FM
モード時は32.4メガヘルツになる。等化用フィルタ７に
おいて、FMモード時の作用は従来（図２）と変わらない
が、AMモード時はサンプリング周波数（クロック）が従
来の半分になるのでサンプリング周波数（クロック）が
32.4メガヘルツにした場合に比べ遅延時間を大きく取れ
ることになる。従って、遅延時間の大きいゴースト成分
に対する波形等化が可能となる。尚、FMモード時のサン
プリング周波数（クロック）を従来と同様の32.4メガヘ
ルツにしてあるのはAMモード時のゴースト成分がないた
めタップ長を大きくする必要がないからである。
【０００９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、波
形等化用トランスバーサルフィルタのクロック周波数を
ＭＵＳＥ信号のモードに応じて切り換えるので該フィル
タの遅延時間を大きく取れ、AMモード時における遅延時
間の長いゴースト成分に対する波形等化の性能を向上
し、且つタップ長を長くしたとした場合の該フィルタの
コスト上昇を回避でき、ＭＵＳＥデコーダの経済性、性
能向上に寄与するところが大きい。
形等化用トランスバーサルフィルタのクロック周波数を
ＭＵＳＥ信号のモードに応じて切り換えるので該フィル
タの遅延時間を大きく取れ、AMモード時における遅延時
間の長いゴースト成分に対する波形等化の性能を向上
し、且つタップ長を長くしたとした場合の該フィルタの
コスト上昇を回避でき、ＭＵＳＥデコーダの経済性、性
能向上に寄与するところが大きい。
【図１】本発明によるＭＵＳＥデコーダの波形等化器の
一実施例を示す要部ブロック図である。
一実施例を示す要部ブロック図である。
【図２】従来のＭＵＳＥデコーダの波形等化器である。
１ AMモードまたはFMモードのＭＵＳＥ信号入力ライン ２ モード識別信号ライン ３ クロック信号入力ライン ４ 第１のＡ／Ｄ変換回路 ５ 遅延回路 ６ 第２のＡ／Ｄ変換回路 ７ 等化用フィルタ ８ 第１の切り換え回路 ９ 第１の加算器 10 出力端子 11 第２の加算器 12 マイコン 13 理想的ＶＩＴ信号入力ライン 14 切り換え信号ライン 15 制御信号ライン 21 第２の切り換え回路 22 第１のＡＮＤゲート 23 第２のＡＮＤゲート 24 ＯＲゲート
Claims (2)
- 【請求項１】 ＦＭ−ＭＵＳＥ信号およびＡＭ−ＭＵＳ
Ｅ信号の伝送系において生ずる波形歪みを補正する波形
等化器に設ける波形等化用トランスバーサルフィルタに
おいて、該トランスバーサルフィルタのクロック周波数
を該ＦＭ−ＭＵＳＥ信号に対しては３２．４メガヘルツ
とし該ＡＭ−ＭＵＳＥ信号に対しては１６．２メガヘル
ツとしたことを特徴とするＭＵＳＥデコーダの波形等化
器。 - 【請求項２】 ＦＭ−ＭＵＳＥ信号のときにはローレベ
ルになり、ＡＭ−ＭＵＳＥ信号のときにはハイレベルに
なるモード識別信号のレベルが反転されて入力端の一端
に供給され、他端に３２．４メガヘルツのクロック信号
が供給された第１のＡＮＤゲートと、該モード識別信号
が入力端の一端に供給され、他端に１６．２メガヘルツ
のクロック信号が供給された第２のＡＮＤゲートと、入
力端の一端が該第１のＡＮＤゲートの出力端に接続さ
れ、他端が該第２のＡＮＤゲートの出力端に接続され、
出力端が前記波形等化用トランスバーサルフィルタのク
ロック信号入力端に接続されたＯＲゲートとからなる切
り換え回路を具備したＭＵＳＥデコーダの波形等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3081305A JP2918072B2 (ja) | 1991-03-22 | 1991-03-22 | Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3081305A JP2918072B2 (ja) | 1991-03-22 | 1991-03-22 | Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04293367A JPH04293367A (ja) | 1992-10-16 |
| JP2918072B2 true JP2918072B2 (ja) | 1999-07-12 |
Family
ID=13742685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3081305A Expired - Lifetime JP2918072B2 (ja) | 1991-03-22 | 1991-03-22 | Ｍｕｓｅデコーダの波形等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2918072B2 (ja) |
-
1991
- 1991-03-22 JP JP3081305A patent/JP2918072B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04293367A (ja) | 1992-10-16 |
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