JPH04284732A - 多チャンネルエコー除去方法および装置 - Google Patents
多チャンネルエコー除去方法および装置Info
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- JPH04284732A JPH04284732A JP3049445A JP4944591A JPH04284732A JP H04284732 A JPH04284732 A JP H04284732A JP 3049445 A JP3049445 A JP 3049445A JP 4944591 A JP4944591 A JP 4944591A JP H04284732 A JPH04284732 A JP H04284732A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の受信信号と単数
または複数の送信信号を有するシステムにおける、エコ
ー除去方法および装置に関するものである。
または複数の送信信号を有するシステムにおける、エコ
ー除去方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】複数の受信信号と単数または複数の送信
信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経
路を伝搬することによって生じるエコーを除去する多チ
ャンネルエコー除去方法あるいは装置に関しては、電子
情報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．８４，Ｎｏ．３３０
，ｐｐ．７−１４，ＣＳ−８４−１７８（以下文献１）
において、図７に示す縦続接続型および図８に示す線形
結合型の２種類が提案されている。以下、文献１にした
がって、縦続接続型および線形結合型多チャンネルエコ
ー除去装置を受信信号、送信信号ともに２チャンネルの
システムに適用した場合について説明する。
信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経
路を伝搬することによって生じるエコーを除去する多チ
ャンネルエコー除去方法あるいは装置に関しては、電子
情報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．８４，Ｎｏ．３３０
，ｐｐ．７−１４，ＣＳ−８４−１７８（以下文献１）
において、図７に示す縦続接続型および図８に示す線形
結合型の２種類が提案されている。以下、文献１にした
がって、縦続接続型および線形結合型多チャンネルエコ
ー除去装置を受信信号、送信信号ともに２チャンネルの
システムに適用した場合について説明する。
【０００３】図７に縦続接続型エコー除去装置を示す。
第１の受信信号１ が第１のスピーカ３で再生され、空
間音響経路を経て第１のマイク９に至って生じる第１の
エコー５ と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で
再生され、空間音響経路を経て第１のマイク９に至って
生じる第２のエコー６と、第１のマイク９に至った話者
１１１ の発する音声である第１の送信信号１２が加算
されて、第１の混在信号１４となる。同様に、第１の受
信信号１ が第１のスピーカ３で再生され、空間音響経
路を経て第２のマイク１０に至って生じる第３のエコー
７と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で再生され
、空間音響経路を経て第２のマイク１０に至って生じる
第４のエコー８と、第２のマイク１０に至った話者１１
の発する音声である第２の送信信号１３が加算されて、
第２の混在信号１５となる。
間音響経路を経て第１のマイク９に至って生じる第１の
エコー５ と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で
再生され、空間音響経路を経て第１のマイク９に至って
生じる第２のエコー６と、第１のマイク９に至った話者
１１１ の発する音声である第１の送信信号１２が加算
されて、第１の混在信号１４となる。同様に、第１の受
信信号１ が第１のスピーカ３で再生され、空間音響経
路を経て第２のマイク１０に至って生じる第３のエコー
７と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で再生され
、空間音響経路を経て第２のマイク１０に至って生じる
第４のエコー８と、第２のマイク１０に至った話者１１
の発する音声である第２の送信信号１３が加算されて、
第２の混在信号１５となる。
【０００４】第１の混在信号１４に混入したエコーを除
去するために、まず、第１の受信信号１ を入力とする
第１の適応フィルタ１１１で第１のエコー５に対応した
疑似エコー（エコーレプリカ）を生成し、第１の減算器
１１５で第１の混在信号１４から差し引く。第１の適応
フィルタ１１１は、第１の減算器１１５の出力が最小に
なるように制御する。
去するために、まず、第１の受信信号１ を入力とする
第１の適応フィルタ１１１で第１のエコー５に対応した
疑似エコー（エコーレプリカ）を生成し、第１の減算器
１１５で第１の混在信号１４から差し引く。第１の適応
フィルタ１１１は、第１の減算器１１５の出力が最小に
なるように制御する。
【０００５】次に、第２の受信信号２を入力とする第２
の適応フィルタ１１２で第２のエコー６に対応したエコ
ーレプリカを生成し、第２の減算器１１６で第１の減算
器１１５の出力から差し引く。第２の適応フィルタ１１
２は、第２の減算器１１６の出力が最小になるように制
御する。第２の減算器１１６の出力が、エコー除去装置
１１０の第１の出力信号１６となる。エコー除去の際に
、第１の適応フィルタ１１１および第１の減算器１１５
と第２の適応フィルタ１１２および第２の減算器１１６
の順序を逆にして、第２のエコー６を先に除去しても良
い。
の適応フィルタ１１２で第２のエコー６に対応したエコ
ーレプリカを生成し、第２の減算器１１６で第１の減算
器１１５の出力から差し引く。第２の適応フィルタ１１
２は、第２の減算器１１６の出力が最小になるように制
御する。第２の減算器１１６の出力が、エコー除去装置
１１０の第１の出力信号１６となる。エコー除去の際に
、第１の適応フィルタ１１１および第１の減算器１１５
と第２の適応フィルタ１１２および第２の減算器１１６
の順序を逆にして、第２のエコー６を先に除去しても良
い。
【０００６】第２の混在信号１５に混入したエコーを除
去するために、まず、第１の受信信号１を入力とする第
３の適応フィルタ１１３で第３のエコー７に対応したエ
コーレプリカを生成し、第３の減算器１１７で第２の混
在信号１５から差し引く。第３の適応フィルタ１１３は
、第３の減算器１１７の出力が最小になるように制御す
る。
去するために、まず、第１の受信信号１を入力とする第
３の適応フィルタ１１３で第３のエコー７に対応したエ
コーレプリカを生成し、第３の減算器１１７で第２の混
在信号１５から差し引く。第３の適応フィルタ１１３は
、第３の減算器１１７の出力が最小になるように制御す
る。
【０００７】次に、第２の受信信号２を入力とする第４
の適応フィルタ１１４で第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカを生成し、第４の減算器１１８で第３の減算
器１１７の出力から差し引く。第４の適応フィルタ１１
４は、第４の減算器１１８の出力が最小になるように制
御する。第４の減算器１１８の出力が、エコー除去装置
１１０の第２の出力信号１７となる。エコー除去の際に
、第３の適応フィルタ１１３および第３の減算器１１７
と第４の適応フィルタ１１４および第４の減算器１１８
の順序を逆にして、第４のエコー８を先に除去しても良
い。
の適応フィルタ１１４で第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカを生成し、第４の減算器１１８で第３の減算
器１１７の出力から差し引く。第４の適応フィルタ１１
４は、第４の減算器１１８の出力が最小になるように制
御する。第４の減算器１１８の出力が、エコー除去装置
１１０の第２の出力信号１７となる。エコー除去の際に
、第３の適応フィルタ１１３および第３の減算器１１７
と第４の適応フィルタ１１４および第４の減算器１１８
の順序を逆にして、第４のエコー８を先に除去しても良
い。
【０００８】図８に線形結合型エコー除去装置を示す。
第１および第２の混在信号１４，１５は、図７に示した
縦続結合型と同様にして生成される。第１の混在信号１
４に混入したエコーを除去するために、第１の適応フィ
ルタ１２１に第１の受信信号１を入力して第１のエコー
５に対応したエコーレプリカ１２５を生成し、第２の適
応フィルタ１２２に第２の受信信号２を入力して第２の
エコー６に対応したエコーレプリカ１２６を生成する。 第１の減算器１２９で、第１の混在信号１４から第１お
よび第２のエコー５，６に対応したエコーレプリカ１２
５，１２６を差し引く。第１および第２の適応フィルタ
１２１，１２２は、第１の減算器１２９の出力が最小に
なるように制御する。第１の減算器１２９の出力が、エ
コー除去装置１２０の第１の出力信号１６となる。
縦続結合型と同様にして生成される。第１の混在信号１
４に混入したエコーを除去するために、第１の適応フィ
ルタ１２１に第１の受信信号１を入力して第１のエコー
５に対応したエコーレプリカ１２５を生成し、第２の適
応フィルタ１２２に第２の受信信号２を入力して第２の
エコー６に対応したエコーレプリカ１２６を生成する。 第１の減算器１２９で、第１の混在信号１４から第１お
よび第２のエコー５，６に対応したエコーレプリカ１２
５，１２６を差し引く。第１および第２の適応フィルタ
１２１，１２２は、第１の減算器１２９の出力が最小に
なるように制御する。第１の減算器１２９の出力が、エ
コー除去装置１２０の第１の出力信号１６となる。
【０００９】第２の混在信号１５に混入したエコーを除
去するために、第３の適応フィルタ１２３に第１の受信
信号１を入力して第３のエコー７に対応したエコーレプ
リカ１２７を生成し、第４の適応フィルタ１２４に第２
の受信信号２を入力して第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカ１２８を生成する。第３の減算器１３０で、
第２の混在信号１５から第３および第４のエコー７，８
に対応したエコーレプリカ１２７，１２８を差し引く。 第３および第４の適応フィルタ１２３，１２４は、第２
の減算器１３０の出力が最小になるように制御する。第
２の減算器１３０の出力が、エコー除去装置１２０の第
２の出力信号１７となる。
去するために、第３の適応フィルタ１２３に第１の受信
信号１を入力して第３のエコー７に対応したエコーレプ
リカ１２７を生成し、第４の適応フィルタ１２４に第２
の受信信号２を入力して第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカ１２８を生成する。第３の減算器１３０で、
第２の混在信号１５から第３および第４のエコー７，８
に対応したエコーレプリカ１２７，１２８を差し引く。 第３および第４の適応フィルタ１２３，１２４は、第２
の減算器１３０の出力が最小になるように制御する。第
２の減算器１３０の出力が、エコー除去装置１２０の第
２の出力信号１７となる。
【００１０】多チャンネルエコー除去の主要な応用分野
の一つである多チャンネルテレビ会議システムにおいて
は、複数のマイクで話者の音声を収録するため、各マイ
クでは、話者と各マイクの距離に応じた減衰量と時間遅
れを持った信号が収録されて、受信信号となる。したが
って、受信信号のチャンネル間の相互相関は非常に高く
なる。以下、第１の受信信号１ を遅延させたものに相
当する第２の受信信号２、トランスバーサルフィルタと
して近似できるエコーパス、適応トランスバーサルフィ
ルタを用いた線形結合型エコーキャンセラを仮定して解
析を行なう。
の一つである多チャンネルテレビ会議システムにおいて
は、複数のマイクで話者の音声を収録するため、各マイ
クでは、話者と各マイクの距離に応じた減衰量と時間遅
れを持った信号が収録されて、受信信号となる。したが
って、受信信号のチャンネル間の相互相関は非常に高く
なる。以下、第１の受信信号１ を遅延させたものに相
当する第２の受信信号２、トランスバーサルフィルタと
して近似できるエコーパス、適応トランスバーサルフィ
ルタを用いた線形結合型エコーキャンセラを仮定して解
析を行なう。
【００１１】時刻ｎにおける第１および第２の受信信号
１，２をｘ１ （ｎ），ｘ２ （ｎ）、第１の混在信号
１４に混入するエコーをｄ（ｎ）とする。第１および第
２の受信信号１，２の間の時間差をｎｄ （ｎｄ ：ｉ
ｎｔｅｇｅｒ，ｎｄ ≧０）とすると、 ｘ２ （ｎ）＝ｘ１ （
ｎ−ｎｄ ）
（１）である。簡単のため、第１および第２
のスピーカ３，４から第１および第２のマイク９，１０
に至る全ての空間音響経路のインパルス応答長が等しい
とし、それをＮ、第１のスピーカ３から第１のマイク９
に至る空間音響経路のインパルス応答をｈ１ ，ｉ 、
第２のスピーカ４から第１のマイク９に至る空間音響経
路のインパルス応答をｈ２ ，ｉとする。エコーｄ（ｎ
）は、
１，２をｘ１ （ｎ），ｘ２ （ｎ）、第１の混在信号
１４に混入するエコーをｄ（ｎ）とする。第１および第
２の受信信号１，２の間の時間差をｎｄ （ｎｄ ：ｉ
ｎｔｅｇｅｒ，ｎｄ ≧０）とすると、 ｘ２ （ｎ）＝ｘ１ （
ｎ−ｎｄ ）
（１）である。簡単のため、第１および第２
のスピーカ３，４から第１および第２のマイク９，１０
に至る全ての空間音響経路のインパルス応答長が等しい
とし、それをＮ、第１のスピーカ３から第１のマイク９
に至る空間音響経路のインパルス応答をｈ１ ，ｉ 、
第２のスピーカ４から第１のマイク９に至る空間音響経
路のインパルス応答をｈ２ ，ｉとする。エコーｄ（ｎ
）は、
【数１】
【００１２】
【００１３】で与えられる。（１）式を（２）式に代入
してｘ２ を消去すると、
してｘ２ を消去すると、
【数２】
【００１４】
【００１５】となる。第１および第２の適応フィルタ１
２１，１２２によって生成されるエコーレプリカ
２１，１２２によって生成されるエコーレプリカ
【数３
】
】
【００１６】
【００１７】は、第１および第２の適応フィルタ１２１
，１２２のｉ番目のフィルタ係数をそれぞれｗ１，ｉ
（ｎ），ｗ２，ｉ （ｎ）とすると、
，１２２のｉ番目のフィルタ係数をそれぞれｗ１，ｉ
（ｎ），ｗ２，ｉ （ｎ）とすると、
【数４】
【００１８】
【００１９】で与えられる。（１）式を（４）式に代入
してｘ２ を消去すると、
してｘ２ を消去すると、
【数５】
【００２０】
【００２１】となる。残留エコーｅ（ｎ）は、
【数６】
【００２２】
【００２３】となる。式（６）より、エコーを完全に消
去できるための条件は、
去できるための条件は、
【数７】
【００２４】
【００２５】である。式（７）より、
【数８】
【００２６】
【００２７】および
【数９】
【００２８】
【００２９】は一意に定まるが、
【数１０】
【００３０】
【００３１】および
【数１１】
【００３２】
【００３３】の解は無限に存在することがわかる。
【００３４】第１および第２の適応フィルタ１２１，１
２２の制御方法としては、アダプティブ・シグナル・プ
ロセッシング（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｓｉｇｎａｌｐｒ
ｏｃｅｓｓｉｎｇ），１９８５，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈ
ａｌｌ Ｉｎｃ．，ＵＳＡ（以下、文献２）及び、適
応フィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ），
１９８５，Ｋｕｌｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕ
ｂｌｉｓｈｅｒｓ，ＵＳＡ（以下、文献３）にＬＭＳア
ルゴリズム及び学習同定法が記載されている。簡単のた
めに、第１および第２の適応フィルタ１２１，１２２の
制御方法としてＬＭＳアルゴリズムを用い、第１および
第２の適応フィルタ１２１，１２２のステップサイズは
同じであると仮定する。さらに、受信信号としては白色
雑音を仮定する。ステップサイズをμとすると、フィル
タ係数の更新は、 ｗ１，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ１，ｉ （ｎ）＋μ
ｅ（ｎ）ｘ１ （ｎ−ｉ） （８）
ｗ２，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ２，ｉ （ｎ）＋μｅ（ｎ）
ｘ１ （ｎ−ｎｄ −ｉ）（９）となる。式（８），（
９）に（６）式を代入して、両辺の数学的期待値をとる
。
２２の制御方法としては、アダプティブ・シグナル・プ
ロセッシング（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｓｉｇｎａｌｐｒ
ｏｃｅｓｓｉｎｇ），１９８５，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈ
ａｌｌ Ｉｎｃ．，ＵＳＡ（以下、文献２）及び、適
応フィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ），
１９８５，Ｋｕｌｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕ
ｂｌｉｓｈｅｒｓ，ＵＳＡ（以下、文献３）にＬＭＳア
ルゴリズム及び学習同定法が記載されている。簡単のた
めに、第１および第２の適応フィルタ１２１，１２２の
制御方法としてＬＭＳアルゴリズムを用い、第１および
第２の適応フィルタ１２１，１２２のステップサイズは
同じであると仮定する。さらに、受信信号としては白色
雑音を仮定する。ステップサイズをμとすると、フィル
タ係数の更新は、 ｗ１，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ１，ｉ （ｎ）＋μ
ｅ（ｎ）ｘ１ （ｎ−ｉ） （８）
ｗ２，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ２，ｉ （ｎ）＋μｅ（ｎ）
ｘ１ （ｎ−ｎｄ −ｉ）（９）となる。式（８），（
９）に（６）式を代入して、両辺の数学的期待値をとる
。
【００３５】まず、ｉ＝０，１，・・・，ｎｄ −１の
とき、
とき、
【数１２】
【００３６】
【００３７】となる。ここで、Ｅ［＊］は＊の数学的期
待値、
待値、
【数１３】
【００３８】
【００３９】は受信信号１，２の平均パワーである。
（１０）式および（１１）式の解は、
【数１４】
【００４０】
【００４１】となり、
【数１５】
【００４２】
【００４３】のとき、最適値に収束する。（１２），（
１３），（１４）式の結果は、通常のＬＭＳアルゴリズ
ムと一致する。 一方、ｉ＝ｎｄ ，ｎｄ ＋１，・
・・，Ｎ−１のとき、
１３），（１４）式の結果は、通常のＬＭＳアルゴリズ
ムと一致する。 一方、ｉ＝ｎｄ ，ｎｄ ＋１，・
・・，Ｎ−１のとき、
【数１６】
【００４４】
【００４５】となり、これらの解は、
【数１７】
【００４６】
【００４７】となる。したがって、
【数１８】
【００４８】
【００４９】のとき、
【数１９】
【００５０】
【００５１】に収束する。この場合は、ステップサイズ
の最大値は、通常のＬＭＳアルゴリズムの場合の１／２
に抑えられるため、収束速度は低くなり、かつ、最適値
には収束しない。一般に、受信信号がＭチャンネルの場
合には、ステップサイズの最大値は、ＬＭＳアルゴリズ
ムの場合の１／Ｍに抑えられる。
の最大値は、通常のＬＭＳアルゴリズムの場合の１／２
に抑えられるため、収束速度は低くなり、かつ、最適値
には収束しない。一般に、受信信号がＭチャンネルの場
合には、ステップサイズの最大値は、ＬＭＳアルゴリズ
ムの場合の１／Ｍに抑えられる。
【００５２】以上、第１の混在信号１４に混入するエコ
ーを除去するために用いられる第１および第２の適応フ
ィルタ１２１，１２２について検討したが、第３および
第４の適応フィルタ１２３，１２４に関しても、同様の
結果が得られる。また、適応フィルタの制御方法として
ＬＭＳアルゴリズムを用いたが、学習同定法を用いた場
合でも、同じ値に収束する。
ーを除去するために用いられる第１および第２の適応フ
ィルタ１２１，１２２について検討したが、第３および
第４の適応フィルタ１２３，１２４に関しても、同様の
結果が得られる。また、適応フィルタの制御方法として
ＬＭＳアルゴリズムを用いたが、学習同定法を用いた場
合でも、同じ値に収束する。
【００５３】
【発明が解決しようとする課題】以上、図７および図８
を用いて詳細に述べたように、従来の多チャンネルエコ
ー除去方法および装置には、ステップサイズが低く抑え
られるために適応フィルタの収束が遅くなる、適応フィ
ルタの係数が最適値にに収束しない、などの問題があっ
た。本発明の目的は、収束が速く、適応フィルタの係数
が最適値に収束でき、かつ、ハードウエア規模を小さく
できる多チャンネルエコー除去方法および装置を提供す
ることにある。
を用いて詳細に述べたように、従来の多チャンネルエコ
ー除去方法および装置には、ステップサイズが低く抑え
られるために適応フィルタの収束が遅くなる、適応フィ
ルタの係数が最適値にに収束しない、などの問題があっ
た。本発明の目的は、収束が速く、適応フィルタの係数
が最適値に収束でき、かつ、ハードウエア規模を小さく
できる多チャンネルエコー除去方法および装置を提供す
ることにある。
【００５４】
【課題を解決するための手段】第一の発明は、複数の受
信信号と単数または複数の送信信号を有し、前記受信信
号が空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回
線の漏話等によって生じるエコーと前記送信信号が混在
する混在信号から、前記受信信号を入力とする適応フィ
ルタによって推定された前記エコーのレプリカを差し引
くことによってエコーを除去する多チャンネルエコー除
去方法において、最も位相が進んだ前記受信信号を選択
し、前記選択された受信信号を前記混在信号と１対１に
対応した適応フィルタに入力して前記レプリカを生成し
、前記生成されたレプリカを対応する前記混在信号から
差し引いて前記エコーを除去することを特徴とする。
信信号と単数または複数の送信信号を有し、前記受信信
号が空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回
線の漏話等によって生じるエコーと前記送信信号が混在
する混在信号から、前記受信信号を入力とする適応フィ
ルタによって推定された前記エコーのレプリカを差し引
くことによってエコーを除去する多チャンネルエコー除
去方法において、最も位相が進んだ前記受信信号を選択
し、前記選択された受信信号を前記混在信号と１対１に
対応した適応フィルタに入力して前記レプリカを生成し
、前記生成されたレプリカを対応する前記混在信号から
差し引いて前記エコーを除去することを特徴とする。
【００５５】第２の発明は、前記最も位相が進んだ受信
信号の選択において、前記受信信号のうちの任意の２信
号間の相互相関関数の絶対値を最大とする時間差を求め
、前記時間差の符号から前記信号のどちらの位相が遅れ
ているかを判定し、前記位相の遅れた受信信号を位相差
判定対象から除外し、以上の一連の操作を最も位相の進
んだ受信信号だけが残るまで繰り返すことを特徴とする
。
信号の選択において、前記受信信号のうちの任意の２信
号間の相互相関関数の絶対値を最大とする時間差を求め
、前記時間差の符号から前記信号のどちらの位相が遅れ
ているかを判定し、前記位相の遅れた受信信号を位相差
判定対象から除外し、以上の一連の操作を最も位相の進
んだ受信信号だけが残るまで繰り返すことを特徴とする
。
【００５６】第３の発明は、前記最も位相が進んだ受信
信号の選択において、前記受信信号から任意の２信号を
選択し、第１のトランスバーサル形適応フィルタで前記
２信号のうちの第１の受信信号を入力として第２の受信
信号を予測し、第２のトランスバーサル形適応フィルタ
で前記第２の受信信号を入力として前記第１の受信信号
を予測し、前記第１の適応フィルタの係数の絶対値と前
記第２の適応フィルタの係数の絶対値を比較して、前記
第１および第２の受信信号のどちらの位相が遅れている
かを判定し、前記位相の遅れた受信信号を位相差判定対
象から除外し、以上の一連の操作を最も位相の進んだ受
信信号だけが残るまで繰り返すことを特徴とする。
信号の選択において、前記受信信号から任意の２信号を
選択し、第１のトランスバーサル形適応フィルタで前記
２信号のうちの第１の受信信号を入力として第２の受信
信号を予測し、第２のトランスバーサル形適応フィルタ
で前記第２の受信信号を入力として前記第１の受信信号
を予測し、前記第１の適応フィルタの係数の絶対値と前
記第２の適応フィルタの係数の絶対値を比較して、前記
第１および第２の受信信号のどちらの位相が遅れている
かを判定し、前記位相の遅れた受信信号を位相差判定対
象から除外し、以上の一連の操作を最も位相の進んだ受
信信号だけが残るまで繰り返すことを特徴とする。
【００５７】第４の発明は、前記２信号間の相互相関関
数は、前記２信号をそれぞれ第１、第２の信号とし、第
１の時刻における前記第１の信号の値と前記第１の時刻
と予め定められた時間差を有する第２の時刻における前
記第２の信号の値を乗算し、前記乗算を前記第１の時刻
を予め定められた複数の時刻に変化させて得られた複数
の乗算結果の平均値を求め、前記平均値をもって前記２
信号の前記時間差に対する相互相関関数の値とすること
を特徴とする。
数は、前記２信号をそれぞれ第１、第２の信号とし、第
１の時刻における前記第１の信号の値と前記第１の時刻
と予め定められた時間差を有する第２の時刻における前
記第２の信号の値を乗算し、前記乗算を前記第１の時刻
を予め定められた複数の時刻に変化させて得られた複数
の乗算結果の平均値を求め、前記平均値をもって前記２
信号の前記時間差に対する相互相関関数の値とすること
を特徴とする。
【００５８】第５の発明は、前記平均値を再帰型の積分
値に置き換えたことを特徴とする。
値に置き換えたことを特徴とする。
【００５９】第６の発明は、複数の受信信号と単数また
は複数の送信信号を有し、前記受信信号が空間音響経路
を伝搬することによって、あるいは回線の漏話等によっ
て生じるエコーと前記送信信号が混在する混在信号から
、前記受信信号を入力とする適応フィルタによって推定
された前記エコーのレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する多チャンネルエコー除去装置において、
前記受信信号全てを入力し、最も位相が進んだ受信信号
を検出する位相差検出回路と、前記位相差検出回路の検
出結果に基づいて、入力された前記受信信号のうち最も
位相が進んだものを選択し出力するセレクタと、前記混
在信号と１対１に対応し、前記選択された受信信号を入
力して前記レプリカを生成する複数の適応フィルタと、
前記生成されたレプリカを前記混在信号から差し引く複
数の減算器を少くとも具備し、前記複数の減算器の出力
を最小とするように前記複数の適応フィルタを制御する
ことを特徴とする。
は複数の送信信号を有し、前記受信信号が空間音響経路
を伝搬することによって、あるいは回線の漏話等によっ
て生じるエコーと前記送信信号が混在する混在信号から
、前記受信信号を入力とする適応フィルタによって推定
された前記エコーのレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する多チャンネルエコー除去装置において、
前記受信信号全てを入力し、最も位相が進んだ受信信号
を検出する位相差検出回路と、前記位相差検出回路の検
出結果に基づいて、入力された前記受信信号のうち最も
位相が進んだものを選択し出力するセレクタと、前記混
在信号と１対１に対応し、前記選択された受信信号を入
力して前記レプリカを生成する複数の適応フィルタと、
前記生成されたレプリカを前記混在信号から差し引く複
数の減算器を少くとも具備し、前記複数の減算器の出力
を最小とするように前記複数の適応フィルタを制御する
ことを特徴とする。
【００６０】第７の発明は、前記位相差検出回路が、前
記受信信号を入力とし、位相を比較する２つの受信信号
を指定する制御信号に応答し、前記指定された２信号の
位相を比較し、比較結果を出力する位相比較回路を少な
くとも１つと、前記位相比較回路の各々の出力に応答し
、前記受信信号のうち最も位相の進んだ受信信号を検出
するように前記制御信号を前記位相比較回路の各々に出
力し、検出結果を出力する制御回路から構成されること
を特徴とする。
記受信信号を入力とし、位相を比較する２つの受信信号
を指定する制御信号に応答し、前記指定された２信号の
位相を比較し、比較結果を出力する位相比較回路を少な
くとも１つと、前記位相比較回路の各々の出力に応答し
、前記受信信号のうち最も位相の進んだ受信信号を検出
するように前記制御信号を前記位相比較回路の各々に出
力し、検出結果を出力する制御回路から構成されること
を特徴とする。
【００６１】第８の発明は、前記位相比較回路が、前記
受信信号を入力とし、前記制御信号で指定された２信号
の一方を第１の受信信号として出力する第１のセレクタ
と、前記受信信号を入力とし、前記制御信号で指定され
た２信号の他方を第２の受信信号として出力する第２の
セレクタと、前記第１の受信信号を遅延させる第１のタ
ップドディレイラインと、前記第２の受信信号を遅延さ
せる第２のタップドディレイラインと、前記第１のタッ
プドディレイラインの各タップ出力と前記第２の受信信
号を互いに乗算する複数の乗算器からなる第１の乗算器
群と、前記第１の乗算器群の各乗算器と１対１に対応し
、各乗算器の出力を積分する複数の積分器からなる第１
の積分器群と、前記第１の積分器群の各積分器と１対１
に対応し、各積分器の出力の絶対値を求める複数の絶対
値計算回路からなる第１の絶対値計算回路群と、前記第
２のタップドディレイラインの各タップ出力と前記第１
の受信信号を互いに乗算する複数の乗算器からなる第２
の乗算器群と、前記第２の乗算器群の各乗算器と１対１
に対応し、各乗算器出力を積分する複数の積分器からな
る第２の積分器群と、前記第２の積分器群の各積分器と
１対１に対応し、各積分器の出力の絶対値を求める複数
の絶対値計算回路からなる第２の絶対値計算回路群と、
前記第１および第２の受信信号を互いに乗算する乗算器
と、前記乗算器の出力を積分する積分器と、前記積分器
の出力の絶対値を求める絶対値計算回路と、前記絶対値
計算回路の出力および前記第１および第２の絶対値計算
回路群の各絶対値回路の出力を比較し、前記第１および
第２の受信信号のいずれの位相が遅れているかを判定す
る比較器から構成されることを特徴とする。
受信信号を入力とし、前記制御信号で指定された２信号
の一方を第１の受信信号として出力する第１のセレクタ
と、前記受信信号を入力とし、前記制御信号で指定され
た２信号の他方を第２の受信信号として出力する第２の
セレクタと、前記第１の受信信号を遅延させる第１のタ
ップドディレイラインと、前記第２の受信信号を遅延さ
せる第２のタップドディレイラインと、前記第１のタッ
プドディレイラインの各タップ出力と前記第２の受信信
号を互いに乗算する複数の乗算器からなる第１の乗算器
群と、前記第１の乗算器群の各乗算器と１対１に対応し
、各乗算器の出力を積分する複数の積分器からなる第１
の積分器群と、前記第１の積分器群の各積分器と１対１
に対応し、各積分器の出力の絶対値を求める複数の絶対
値計算回路からなる第１の絶対値計算回路群と、前記第
２のタップドディレイラインの各タップ出力と前記第１
の受信信号を互いに乗算する複数の乗算器からなる第２
の乗算器群と、前記第２の乗算器群の各乗算器と１対１
に対応し、各乗算器出力を積分する複数の積分器からな
る第２の積分器群と、前記第２の積分器群の各積分器と
１対１に対応し、各積分器の出力の絶対値を求める複数
の絶対値計算回路からなる第２の絶対値計算回路群と、
前記第１および第２の受信信号を互いに乗算する乗算器
と、前記乗算器の出力を積分する積分器と、前記積分器
の出力の絶対値を求める絶対値計算回路と、前記絶対値
計算回路の出力および前記第１および第２の絶対値計算
回路群の各絶対値回路の出力を比較し、前記第１および
第２の受信信号のいずれの位相が遅れているかを判定す
る比較器から構成されることを特徴とする。
【００６２】第９の発明は、前記位相比較回路が、前記
受信信号を入力とし、前記制御信号で指定された２信号
の一方を第１の受信信号として出力する第１のセレクタ
と、前記受信信号を入力とし、前記制御信号で指定され
た２信号の他方を第２の受信信号として出力する第２の
セレクタと、前記第１の受信信号を入力し、前記第２の
受信信号を予測する第１のトランスバーサル形適応フィ
ルタと、前記第２の受信信号を入力し、前記第１の受信
信号を予測する第２のトランスバーサル形適応フィルタ
と、前記第１の適応フィルタの係数の絶対値を求める複
数の絶対値計算回路からなる第１の絶対値計算回路群と
、前記第２の適応フィルタの係数の絶対値を求める複数
の絶対値計算回路からなる第２の絶対値計算回路群と、
前記第１および第２の絶対値計算回路群の各絶対値計算
回路の出力を比較し、前記第１および第２の受信信号の
いずれの位相が遅れているかを判定する比較器から構成
されることを特徴とする。
受信信号を入力とし、前記制御信号で指定された２信号
の一方を第１の受信信号として出力する第１のセレクタ
と、前記受信信号を入力とし、前記制御信号で指定され
た２信号の他方を第２の受信信号として出力する第２の
セレクタと、前記第１の受信信号を入力し、前記第２の
受信信号を予測する第１のトランスバーサル形適応フィ
ルタと、前記第２の受信信号を入力し、前記第１の受信
信号を予測する第２のトランスバーサル形適応フィルタ
と、前記第１の適応フィルタの係数の絶対値を求める複
数の絶対値計算回路からなる第１の絶対値計算回路群と
、前記第２の適応フィルタの係数の絶対値を求める複数
の絶対値計算回路からなる第２の絶対値計算回路群と、
前記第１および第２の絶対値計算回路群の各絶対値計算
回路の出力を比較し、前記第１および第２の受信信号の
いずれの位相が遅れているかを判定する比較器から構成
されることを特徴とする。
【００６３】第１０の発明は、前記積分器が、積分器の
入力信号を遅延させる第１の遅延器と、積分器の１サン
プル前の出力信号を格納する第２の遅延器と、前記第２
の遅延器の値と前記入力信号を加え、前記第１の遅延器
の出力を差し引いたものを積分器の出力信号とすると共
に、前記第２の遅延器に格納する加算器から構成される
ことを特徴とする。
入力信号を遅延させる第１の遅延器と、積分器の１サン
プル前の出力信号を格納する第２の遅延器と、前記第２
の遅延器の値と前記入力信号を加え、前記第１の遅延器
の出力を差し引いたものを積分器の出力信号とすると共
に、前記第２の遅延器に格納する加算器から構成される
ことを特徴とする。
【００６４】第１１の発明は、前記積分器が、積分器の
入力信号を定数倍する第一の係数乗算器と、積分器の出
力信号を遅延させるタップドディレイラインと、前記タ
ップドディレイラインの各タップ出力を定数倍する複数
の係数乗算器と、前記複数の係数乗算器の出力と前記第
１の係数乗算器の出力の総和を求め、前記総和を積分器
の出力とすると共に前記タップドディレイラインに格納
する加算器から構成れることを特徴とする。
入力信号を定数倍する第一の係数乗算器と、積分器の出
力信号を遅延させるタップドディレイラインと、前記タ
ップドディレイラインの各タップ出力を定数倍する複数
の係数乗算器と、前記複数の係数乗算器の出力と前記第
１の係数乗算器の出力の総和を求め、前記総和を積分器
の出力とすると共に前記タップドディレイラインに格納
する加算器から構成れることを特徴とする。
【００６５】
【作用】本発明の多チャンネルエコー除去方法および装
置は、１つの受信信号を入力とし、混在信号と１対１に
対応する適応フィルタでエコーレプリカを生成すること
により、１つの音源から複数の経路を伝搬して生じたエ
コーを複数の適応フィルタで推定するために、解が不定
となるという問題は起こらない。したがって、適応フィ
ルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。さらに
、ステップサイズを従来のＭ倍（Ｍは受信信号のチャン
ネル数）にできるので、高速な収束速度が得られる。
置は、１つの受信信号を入力とし、混在信号と１対１に
対応する適応フィルタでエコーレプリカを生成すること
により、１つの音源から複数の経路を伝搬して生じたエ
コーを複数の適応フィルタで推定するために、解が不定
となるという問題は起こらない。したがって、適応フィ
ルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。さらに
、ステップサイズを従来のＭ倍（Ｍは受信信号のチャン
ネル数）にできるので、高速な収束速度が得られる。
【００６６】
【実施例】図１から図６を用いて、本発明の実施例を詳
細に説明する。ここでは、第１および第２の受信信号と
、第１および第２の混在信号を有する場合、すなわち、
２チャンネルの場合で、受信信号がスピーカから空間音
響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを除
去する音響エコーを例にとって説明する。
細に説明する。ここでは、第１および第２の受信信号と
、第１および第２の混在信号を有する場合、すなわち、
２チャンネルの場合で、受信信号がスピーカから空間音
響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを除
去する音響エコーを例にとって説明する。
【００６７】図１に、本発明の多チャンネルエコー除去
装置の受信信号および送信信号が２チャンネルである場
合の実施例を示す。位相差検出回路１０１は、第１の受
信信号１および第２の受信信号２を入力とし、２つの受
信信号のどちらの位相が進んでいるかを検出し、その結
果をセレクタ１０２に供給する。セレクタ１０２は、第
１および第２の受信信号１，２を入力とし、２つの受信
信号１，２のうち、位相差検出回路１０１が位相が進ん
でいると判定した受信信号を選択し、第１の適応フィル
タ１０３および第２の適応フィルタ１０４に供給する。
装置の受信信号および送信信号が２チャンネルである場
合の実施例を示す。位相差検出回路１０１は、第１の受
信信号１および第２の受信信号２を入力とし、２つの受
信信号のどちらの位相が進んでいるかを検出し、その結
果をセレクタ１０２に供給する。セレクタ１０２は、第
１および第２の受信信号１，２を入力とし、２つの受信
信号１，２のうち、位相差検出回路１０１が位相が進ん
でいると判定した受信信号を選択し、第１の適応フィル
タ１０３および第２の適応フィルタ１０４に供給する。
【００６８】第１の適応フィルタ１０３は、セレクタ１
０２が選択した受信信号を入力として、第１の混在信号
１４に混入したエコーに対応するエコーレプリカを生成
し、第１の減算器１０５に供給する。第１の減算器１０
５は、第１の混在信号１４から、第１の適応フィルタ１
０３の出力である第１の混在信号１４に混入したエコー
に対応するエコーレプリカを差し引き、その結果を第１
の出力信号１６として出力する。第１の適応フィルタ１
０３は、第１の出力信号１６を最小とするように制御す
る。
０２が選択した受信信号を入力として、第１の混在信号
１４に混入したエコーに対応するエコーレプリカを生成
し、第１の減算器１０５に供給する。第１の減算器１０
５は、第１の混在信号１４から、第１の適応フィルタ１
０３の出力である第１の混在信号１４に混入したエコー
に対応するエコーレプリカを差し引き、その結果を第１
の出力信号１６として出力する。第１の適応フィルタ１
０３は、第１の出力信号１６を最小とするように制御す
る。
【００６９】同様に、第２の適応フィルタ１０４は、セ
レクタ１０２が選択した受信信号を入力として、第２の
混在信号１５に混入したエコーに対応するエコーレプリ
カを生成し、第２の減算器１０６に供給する。第２の減
算器１０６は、第２の混在信号１５から、第２の適応フ
ィルタ１０４の出力である第２の混在信号１５に混入し
たエコーに対応するエコーレプリカを差し引き、その結
果を第２の出力信号１７として出力する。第２の適応フ
ィルタ１０４は、第２の出力信号１７を最小とするよう
に制御する。第１および第２の適応フィルタ１０３，１
０４として、例えば、ＬＭＳアルゴリズムに基づくトラ
ンスバーサル形適応フィルタを仮定し、適応フィルタの
動作を説明する。
レクタ１０２が選択した受信信号を入力として、第２の
混在信号１５に混入したエコーに対応するエコーレプリ
カを生成し、第２の減算器１０６に供給する。第２の減
算器１０６は、第２の混在信号１５から、第２の適応フ
ィルタ１０４の出力である第２の混在信号１５に混入し
たエコーに対応するエコーレプリカを差し引き、その結
果を第２の出力信号１７として出力する。第２の適応フ
ィルタ１０４は、第２の出力信号１７を最小とするよう
に制御する。第１および第２の適応フィルタ１０３，１
０４として、例えば、ＬＭＳアルゴリズムに基づくトラ
ンスバーサル形適応フィルタを仮定し、適応フィルタの
動作を説明する。
【００７０】第１および第２の適応フィルタ１０３，１
０４のタップ数をＮ’、時刻ｎにおける第１および第２
の適応フィルタ１０３，１０４の入力信号であるセレク
タ１０２の出力をｘ（ｎ）、第１の適応フィルタ１０３
への誤差信号である第１の減算器１０５の出力、第１の
適応フィルタ１０３のｉ番目の係数をそれぞれｅ１ （
ｎ），ｗ１，ｉ （ｎ）、第２の適応フィルタ１０４へ
の誤差信号である第２の減算器１０６の出力、第２の適
応フィルタ１０４のｉ番目の係数をそれぞれｅ２ （ｎ
），ｗ２，ｉ （ｎ）とすると、第１の適応フィルタ１
０３の出力ｙ１ （ｎ）は、
０４のタップ数をＮ’、時刻ｎにおける第１および第２
の適応フィルタ１０３，１０４の入力信号であるセレク
タ１０２の出力をｘ（ｎ）、第１の適応フィルタ１０３
への誤差信号である第１の減算器１０５の出力、第１の
適応フィルタ１０３のｉ番目の係数をそれぞれｅ１ （
ｎ），ｗ１，ｉ （ｎ）、第２の適応フィルタ１０４へ
の誤差信号である第２の減算器１０６の出力、第２の適
応フィルタ１０４のｉ番目の係数をそれぞれｅ２ （ｎ
），ｗ２，ｉ （ｎ）とすると、第１の適応フィルタ１
０３の出力ｙ１ （ｎ）は、
【数２０】
【００７１】
【００７２】第２の適応フィルタ１０４の出力ｙ２ （
ｎ）は、
ｎ）は、
【数２１】
【００７３】
【００７４】で与えられる。フィルタ係数ｗ１，ｉ （
ｎ），ｗ２，ｉ （ｎ）の更新は、第１および第２の適
応フィルタ１０３，１０４のステップサイズは同じとし
、ステップサイズをμとすると、 ｗ１，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ１，ｉ （ｎ）＋μ
ｅ１ （ｎ）ｘ（ｎ−ｉ） （２４） ｗ
２，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ２，ｉ （ｎ）＋μｅ２ （ｎ
）ｘ（ｎ−ｉ） （２５）で与えられる。
ｎ），ｗ２，ｉ （ｎ）の更新は、第１および第２の適
応フィルタ１０３，１０４のステップサイズは同じとし
、ステップサイズをμとすると、 ｗ１，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ１，ｉ （ｎ）＋μ
ｅ１ （ｎ）ｘ（ｎ−ｉ） （２４） ｗ
２，ｉ （ｎ＋１）＝ｗ２，ｉ （ｎ）＋μｅ２ （ｎ
）ｘ（ｎ−ｉ） （２５）で与えられる。
【００７５】第１の受信信号１を遅延させたものに相当
する第２の受信信号２を仮定すると、第１の混在信号１
４に混入するエコーｄ（ｎ）は（３）式で与えられる。 ここで、
する第２の受信信号２を仮定すると、第１の混在信号１
４に混入するエコーｄ（ｎ）は（３）式で与えられる。 ここで、
【数２２】
【００７６】
【００７７】とおくと、エコーｄ（ｎ）は、
【数２３】
【００７８】
【００７９】で与えられる。（２７）式より、エコーｄ
（ｎ）は、位相の進んだ受信信号ｘ１ （ｎ）をｈｉ
（ｉ＝０，１，・・・，Ｎ＋ｎｄ −１）を係数とする
トランスバーサルフィルタで処理したものと考えられる
。したがって、第１および第２の受信信号１，２のうち
、位相の進んだ方を適応フィルタに供給してエコーのレ
プリカを生成し、該エコーのレプリカを混在信号から差
し引くことによってエコーを除去できる。
（ｎ）は、位相の進んだ受信信号ｘ１ （ｎ）をｈｉ
（ｉ＝０，１，・・・，Ｎ＋ｎｄ −１）を係数とする
トランスバーサルフィルタで処理したものと考えられる
。したがって、第１および第２の受信信号１，２のうち
、位相の進んだ方を適応フィルタに供給してエコーのレ
プリカを生成し、該エコーのレプリカを混在信号から差
し引くことによってエコーを除去できる。
【００８０】図２に、受信信号がＭチャンネルである場
合の位相差検出回路の実施例を示す。位相差検出回路２
００は、Ｋ個（Ｋ≧１）の位相比較回路２１０１ ，・
・・，２１０Ｋ および制御回路２０５から構成され、
複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入力
とし、最も位相が進んだ受信信号を検出し、検出結果２
０２を出力する。Ｋ個の位相比較回路２１０１ ，・・
・，２１０Ｋ は全て同じ構成で、かつ、同様の動作を
するので、以下、個々の位相比較回路について説明する
時には、単に添字ｉを省略して、位相比較回路２１０、
制御信号２０４、比較結果２０３と記述する。
合の位相差検出回路の実施例を示す。位相差検出回路２
００は、Ｋ個（Ｋ≧１）の位相比較回路２１０１ ，・
・・，２１０Ｋ および制御回路２０５から構成され、
複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入力
とし、最も位相が進んだ受信信号を検出し、検出結果２
０２を出力する。Ｋ個の位相比較回路２１０１ ，・・
・，２１０Ｋ は全て同じ構成で、かつ、同様の動作を
するので、以下、個々の位相比較回路について説明する
時には、単に添字ｉを省略して、位相比較回路２１０、
制御信号２０４、比較結果２０３と記述する。
【００８１】位相比較回路２１０は、Ｍチャンネルの受
信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入力とし、こ
れらの受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ のうち
、制御回路２０５から送られる制御信号２０４によって
指定された２信号の位相を比較し、比較結果２０３を制
御装置２０５に供給する。
信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入力とし、こ
れらの受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ のうち
、制御回路２０５から送られる制御信号２０４によって
指定された２信号の位相を比較し、比較結果２０３を制
御装置２０５に供給する。
【００８２】制御装置２０５は、Ｋ個の位相比較回路２
１０１ ，・・・，２１０Ｋ の出力する検出結果２０
３１ ，・・・，２０３Ｋ を入力とし、位相を比較す
る受信信号を指定する制御信号２０４１ ，・・・，２
０４Ｋ を位相比較回路２１０１ ，・・・，２１０Ｋ
の各々に供給する。位相比較回路２１０１ ，・・・
，２１０Ｋ の比較結果２０３１ ，・・・，２０３Ｋ
を用いて最も位相の進んだ受信信号を検出し、検出結
果を位相差検出回路２００の出力２０２として出力する
。
１０１ ，・・・，２１０Ｋ の出力する検出結果２０
３１ ，・・・，２０３Ｋ を入力とし、位相を比較す
る受信信号を指定する制御信号２０４１ ，・・・，２
０４Ｋ を位相比較回路２１０１ ，・・・，２１０Ｋ
の各々に供給する。位相比較回路２１０１ ，・・・
，２１０Ｋ の比較結果２０３１ ，・・・，２０３Ｋ
を用いて最も位相の進んだ受信信号を検出し、検出結
果を位相差検出回路２００の出力２０２として出力する
。
【００８３】位相差検出回路２００において、位相比較
回路２１０１ ，・・・，２１０Ｋ は、１つの回路を
繰り返し使用してもよいし、複数の回路を繰り返し使用
してもよい。受信信号がＭチャンネルの時に、Ｍ（Ｍ−
１）／２個の位相比較回路を用意し、Ｍチャンネルの受
信信号から２チャンネルを選ぶ全ての組合せについて、
同時に位相の比較を行なうと、各位相比較回路を繰り返
し使用することなく、最も位相の進んだ受信信号を検出
でき、検出に要する時間を短くすることができる。
回路２１０１ ，・・・，２１０Ｋ は、１つの回路を
繰り返し使用してもよいし、複数の回路を繰り返し使用
してもよい。受信信号がＭチャンネルの時に、Ｍ（Ｍ−
１）／２個の位相比較回路を用意し、Ｍチャンネルの受
信信号から２チャンネルを選ぶ全ての組合せについて、
同時に位相の比較を行なうと、各位相比較回路を繰り返
し使用することなく、最も位相の進んだ受信信号を検出
でき、検出に要する時間を短くすることができる。
【００８４】また、検出対象となる受信信号からＫ組の
受信信号を選び、位相が遅れていると判定された受信信
号を検出対象から除外し、最も位相が進んでいる受信信
号だけが残るまで、上記手順を繰り返してもよい。なお
、受信信号が２チャンネルの場合には、１つの位相比較
回路で位相差の検出が可能である。
受信信号を選び、位相が遅れていると判定された受信信
号を検出対象から除外し、最も位相が進んでいる受信信
号だけが残るまで、上記手順を繰り返してもよい。なお
、受信信号が２チャンネルの場合には、１つの位相比較
回路で位相差の検出が可能である。
【００８５】図３に２信号間の位相を比較する位相比較
回路２１０の第１の実施例を示す。この位相比較回路は
、複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入
力とし、これらの受信信号のうち、制御信号２０４で指
定された２信号の位相を比較し、比較結果２０３を出力
する。位相の比較は、２信号の相互相関関数を用いて行
なう。第１および第２の受信信号２１３，２１４の時刻
ｎにおける値をｘ１ （ｎ），ｘ２ （ｎ）とすると、
時刻ｎにおける時間差ｍに対する２信号の相互相関関数
Ｒ１２（ｎ，ｍ）は、 Ｒ１２（ｎ，ｍ）＝Ｅ［ｘ１
（ｎ）ｘ２ （ｎ＋ｍ）］ （２８）で与
えられる。
回路２１０の第１の実施例を示す。この位相比較回路は
、複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入
力とし、これらの受信信号のうち、制御信号２０４で指
定された２信号の位相を比較し、比較結果２０３を出力
する。位相の比較は、２信号の相互相関関数を用いて行
なう。第１および第２の受信信号２１３，２１４の時刻
ｎにおける値をｘ１ （ｎ），ｘ２ （ｎ）とすると、
時刻ｎにおける時間差ｍに対する２信号の相互相関関数
Ｒ１２（ｎ，ｍ）は、 Ｒ１２（ｎ，ｍ）＝Ｅ［ｘ１
（ｎ）ｘ２ （ｎ＋ｍ）］ （２８）で与
えられる。
【００８６】定常な受信信号ｘ１ （ｎ）と、それをｎ
ｄ サンプルだけ遅延させた信号ｘ２ （ｎ）＝ｘ１
（ｎ−ｎｄ ）を仮定すると、
ｄ サンプルだけ遅延させた信号ｘ２ （ｎ）＝ｘ１
（ｎ−ｎｄ ）を仮定すると、
【数２４】
【００８７】
【００８８】であるから、ｘ１ （ｎ）とｘ２ （ｎ）
の相互相関関数Ｒ１２（ｎ，ｍ）は、
の相互相関関数Ｒ１２（ｎ，ｍ）は、
【数２５】
【００８９】
【００９０】となる。ｘ１ （ｎ）及びｘ２ （ｎ）が
定常のとき、
定常のとき、
【数２６】
【００９１】
【００９２】は定数となるから、
【数２７】
【００９３】
【００９４】とおくと、
【数２８】
【００９５】
【００９６】を得る。したがって、Ｒ１２（ｎ，ｍ）は
、ｍ＝ｎｄのとき最大になる。
、ｍ＝ｎｄのとき最大になる。
【００９７】ｘ１ （ｎ）とｘ２ （ｎ）が逆相の場合
、すなわち、ｘ２ （ｎ）＝−ｘ１ （ｎ−ｎｄ ）で
ある場合は、
、すなわち、ｘ２ （ｎ）＝−ｘ１ （ｎ−ｎｄ ）で
ある場合は、
【数２９】
【００９８】
【００９９】より、Ｒ１２（ｎ，ｍ）は、
【数３０】
【０１００】
【０１０１】となる。したがって、ｍ＝ｎｄ のとき、
Ｒ１２（ｎ，ｍ）は最小値となり、絶対値は最大となる
。
Ｒ１２（ｎ，ｍ）は最小値となり、絶対値は最大となる
。
【０１０２】この事実に基づき、相互相関関数Ｒ１２（
ｎ，ｍ）の絶対値を最大とする時間差ｍの符号を用いる
と、第１および第２の受信信号２１３，２１４のどちら
の位相が進んでいるかを判定できる。
ｎ，ｍ）の絶対値を最大とする時間差ｍの符号を用いる
と、第１および第２の受信信号２１３，２１４のどちら
の位相が進んでいるかを判定できる。
【０１０３】位相を比較する信号の選択は、２つのセレ
クタ２１１，２１２で行なう。位相を比較する対象とな
る受信信号を指定する制御信号２０４で指定された２信
号の一方を、複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０
１Ｍを入力とする第１のセレクタ２１１で選択し、第１
の受信信号２１３として出力する。同様に、前記制御信
号２０４で指定された２信号の他方を受信信号２０１１
，・・・，２０１Ｍ を入力とする第２のセレクタ２
１２で選択し、第２の受信信号２１４として出力する。
クタ２１１，２１２で行なう。位相を比較する対象とな
る受信信号を指定する制御信号２０４で指定された２信
号の一方を、複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０
１Ｍを入力とする第１のセレクタ２１１で選択し、第１
の受信信号２１３として出力する。同様に、前記制御信
号２０４で指定された２信号の他方を受信信号２０１１
，・・・，２０１Ｍ を入力とする第２のセレクタ２
１２で選択し、第２の受信信号２１４として出力する。
【０１０４】相互相関関数のうち、時間差ｍの符号が正
の部分の計算回路は、Ｌ個の遅延器で構成される第１の
タップドディレイライン２１５、Ｌ個の乗算器２１９１
，・・・，２１９Ｌ 、Ｌ個の積分器２２２１ ，・
・・，２２１Ｌ から構成される。第１のタップドディ
レイライン２１５で、第１の受信信号２１３を１サンプ
ル周期ずつ遅延させ、Ｌ個の乗算器２１９１ ，・・・
，２１９Ｌ からなる第１の乗算器群で、第１のタップ
ドディレイライン２１５の各タップ出力２１７１ ，・
・・，２１７Ｌ と第２の受信信号２１４を互いに乗算
する。乗算器２１９１ ，・・・，２１９Ｌ の出力は
、Ｌ個の積分器２２１１ ，・・・，２２１Ｌ からな
る第１の積分器群で積分される。積分結果が、相互相関
関数Ｒ１２ （ｎ，ｍ）のうち、ｍ＝１，２，・・・，
Ｌに対応する値となる。
の部分の計算回路は、Ｌ個の遅延器で構成される第１の
タップドディレイライン２１５、Ｌ個の乗算器２１９１
，・・・，２１９Ｌ 、Ｌ個の積分器２２２１ ，・
・・，２２１Ｌ から構成される。第１のタップドディ
レイライン２１５で、第１の受信信号２１３を１サンプ
ル周期ずつ遅延させ、Ｌ個の乗算器２１９１ ，・・・
，２１９Ｌ からなる第１の乗算器群で、第１のタップ
ドディレイライン２１５の各タップ出力２１７１ ，・
・・，２１７Ｌ と第２の受信信号２１４を互いに乗算
する。乗算器２１９１ ，・・・，２１９Ｌ の出力は
、Ｌ個の積分器２２１１ ，・・・，２２１Ｌ からな
る第１の積分器群で積分される。積分結果が、相互相関
関数Ｒ１２ （ｎ，ｍ）のうち、ｍ＝１，２，・・・，
Ｌに対応する値となる。
【０１０５】相互相関関数のうち、時間差ｍの符合が負
の部分の計算回路は、Ｌ個の遅延器で構成される第２の
タップドディレイライン２１６、Ｌ個の乗算器２２０１
，・・・，２２０Ｌ 、Ｌ個の積分器２２２１ ，・
・・，２２２Ｌ から構成される。第２のタップドディ
レイライン２１６で、第２の受信信号２１４を遅延させ
、Ｌ個の乗算器２２０１ ，・・・，２２０Ｌ からな
る第２の乗算器群で、第２のタップドディレイライン２
１６の各タップ出力２１８１ ，・・・，２１８Ｌ と
第１の受信信号２１３を互いに乗算する。乗算器２２０
１ ，・・・，２２０Ｌ の出力は、Ｌ個の積分器２２
２１ ，・・・，２２２Ｌ からなる第２の積分器群で
積分される。積分結果が、相互相関関数Ｒ１２（ｎ，ｍ
）のうち、ｍ＝−１，−２，・・・，−Ｌに対応する値
となる。
の部分の計算回路は、Ｌ個の遅延器で構成される第２の
タップドディレイライン２１６、Ｌ個の乗算器２２０１
，・・・，２２０Ｌ 、Ｌ個の積分器２２２１ ，・
・・，２２２Ｌ から構成される。第２のタップドディ
レイライン２１６で、第２の受信信号２１４を遅延させ
、Ｌ個の乗算器２２０１ ，・・・，２２０Ｌ からな
る第２の乗算器群で、第２のタップドディレイライン２
１６の各タップ出力２１８１ ，・・・，２１８Ｌ と
第１の受信信号２１３を互いに乗算する。乗算器２２０
１ ，・・・，２２０Ｌ の出力は、Ｌ個の積分器２２
２１ ，・・・，２２２Ｌ からなる第２の積分器群で
積分される。積分結果が、相互相関関数Ｒ１２（ｎ，ｍ
）のうち、ｍ＝−１，−２，・・・，−Ｌに対応する値
となる。
【０１０６】相互相関関数のうち、時間差ｍが零の部分
の計算回路は、乗算器２２５、積分器２２６から構成さ
れる。乗算器２２５で第１および第２の受信信号２１３
，２１４を互いに乗算する。積分器２２６で乗算器２２
５の出力を積分したものが、相互相関関数のうちのＲ１
２（ｎ，０）となる。
の計算回路は、乗算器２２５、積分器２２６から構成さ
れる。乗算器２２５で第１および第２の受信信号２１３
，２１４を互いに乗算する。積分器２２６で乗算器２２
５の出力を積分したものが、相互相関関数のうちのＲ１
２（ｎ，０）となる。
【０１０７】位相差の判定は、２Ｌ＋１個の絶対値計算
回路２２３１ ，・・・，２２３Ｌ ，２２４１ ，・
・・，２２４Ｌ ２２７および比較器２２８で行なう。 Ｌ個の絶対値計算回路２２３１ ，・・・，２２３Ｌ
からなる第１の絶対値計算回路群で、第１の積分器群の
各積分器２２１１ ，・・・，２２１Ｌ の出力の絶対
値を求める。Ｌ個の絶対値計算回路２２４１ ，・・・
，２２４Ｌ からなる第２の絶対値計算回路群で、第２
の積分器群の各積分器２２２１ ，・・・，２２２Ｌ
の出力の絶対値を求める。 絶対値計算回路２２７ で、積分器２２６の出力の絶対
値を求める。比較器２２８で、絶対値計算回路２２７と
、第１および第２の絶対値計算回路群の各絶対値回路２
２３１ ，・・・，２２３Ｌ ，２２４１ ，・・・，
２２４Ｌ の出力を比較し、第１の絶対値計算回路群の
各絶対値回路２２３１ ，・・・，２２３Ｌ の一つの
出力が最大であるときは、第１の受信信号２１３の位相
が進んでいると判定し、第２の絶対値計算回路群の各絶
対値回路２２４１ ，・・・，２２４Ｌ の一つの出力
が最大であるときは、第２の受信信号２１４の位相が進
んでいると判定する。絶対値計算回路２２７の出力が最
大であるときは、２つの受信信号２１３，２１４の位相
は同じであるから、この場合は、いずれの位相が進んで
いると判定してもよい。この判定結果を比較結果２０３
として出力する。
回路２２３１ ，・・・，２２３Ｌ ，２２４１ ，・
・・，２２４Ｌ ２２７および比較器２２８で行なう。 Ｌ個の絶対値計算回路２２３１ ，・・・，２２３Ｌ
からなる第１の絶対値計算回路群で、第１の積分器群の
各積分器２２１１ ，・・・，２２１Ｌ の出力の絶対
値を求める。Ｌ個の絶対値計算回路２２４１ ，・・・
，２２４Ｌ からなる第２の絶対値計算回路群で、第２
の積分器群の各積分器２２２１ ，・・・，２２２Ｌ
の出力の絶対値を求める。 絶対値計算回路２２７ で、積分器２２６の出力の絶対
値を求める。比較器２２８で、絶対値計算回路２２７と
、第１および第２の絶対値計算回路群の各絶対値回路２
２３１ ，・・・，２２３Ｌ ，２２４１ ，・・・，
２２４Ｌ の出力を比較し、第１の絶対値計算回路群の
各絶対値回路２２３１ ，・・・，２２３Ｌ の一つの
出力が最大であるときは、第１の受信信号２１３の位相
が進んでいると判定し、第２の絶対値計算回路群の各絶
対値回路２２４１ ，・・・，２２４Ｌ の一つの出力
が最大であるときは、第２の受信信号２１４の位相が進
んでいると判定する。絶対値計算回路２２７の出力が最
大であるときは、２つの受信信号２１３，２１４の位相
は同じであるから、この場合は、いずれの位相が進んで
いると判定してもよい。この判定結果を比較結果２０３
として出力する。
【０１０８】図４に２信号間の位相を比較する位相比較
回路２１０の第２の実施例を示す。この位相比較回路は
、複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入
力とし、受信信号のうち、制御信号２０４で指定された
２信号の位相を比較する。該２信号のどちらの位相が進
んでいるかを、比較結果２０３として出力する。
回路２１０の第２の実施例を示す。この位相比較回路は
、複数の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入
力とし、受信信号のうち、制御信号２０４で指定された
２信号の位相を比較する。該２信号のどちらの位相が進
んでいるかを、比較結果２０３として出力する。
【０１０９】位相の比較は、２信号を互いに予測する２
つの適応フィルタのフィルタ係数を用いて行なう。位相
が進んだ信号を入力として、位相が遅れた信号を予測し
た適応フィルタでは、２信号間の時間差と最も近い遅延
を入力信号に与えるタップのフィルタ係数絶対値が最大
となる。逆に、位相が遅れた信号を入力として位相が進
んだ信号を予測する場合は、未来の信号の予測は予測精
度が低いので、フィルタ係数が十分に成長しない。した
がって、フィルタ係数は、位相が遅れた信号を予測する
場合に比べて小さな値となる。
つの適応フィルタのフィルタ係数を用いて行なう。位相
が進んだ信号を入力として、位相が遅れた信号を予測し
た適応フィルタでは、２信号間の時間差と最も近い遅延
を入力信号に与えるタップのフィルタ係数絶対値が最大
となる。逆に、位相が遅れた信号を入力として位相が進
んだ信号を予測する場合は、未来の信号の予測は予測精
度が低いので、フィルタ係数が十分に成長しない。した
がって、フィルタ係数は、位相が遅れた信号を予測する
場合に比べて小さな値となる。
【０１１０】この事実に基づき、２つの適応フィルタで
２信号を互いに予測し、適応フィルタの係数の絶対値の
最大値がどちらの適応フィルタのものであるかによって
、第１および第２の受信信号２１３，２１４のどちらの
位相が進んでいるかを判定できる。
２信号を互いに予測し、適応フィルタの係数の絶対値の
最大値がどちらの適応フィルタのものであるかによって
、第１および第２の受信信号２１３，２１４のどちらの
位相が進んでいるかを判定できる。
【０１１１】位相を比較する対象となる受信信号を指定
する制御信号２０４で指定された２信号の一方を、複数
の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入力とす
る第１のセレクタ２１１で選択し、第１の受信信号２１
３として第１の適応フィルタ２３１および第２の減算器
２３８に供給する。前記制御信号２０４で指定された２
信号の他方を受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ
を入力とする第２のセレクタ２１２で選択し、第２の受
信信号２１４として第２の適応フィルタ２３２および第
２の減算器２３７に供給する。
する制御信号２０４で指定された２信号の一方を、複数
の受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ を入力とす
る第１のセレクタ２１１で選択し、第１の受信信号２１
３として第１の適応フィルタ２３１および第２の減算器
２３８に供給する。前記制御信号２０４で指定された２
信号の他方を受信信号２０１１ ，・・・，２０１Ｍ
を入力とする第２のセレクタ２１２で選択し、第２の受
信信号２１４として第２の適応フィルタ２３２および第
２の減算器２３７に供給する。
【０１１２】第１の受信信号２１３を入力とする第１の
Ｌタップトランスバーサル形適応フィルタ２３１で、第
２の受信信号２１４を予測し、予測された信号を第１の
減算器２３７に供給する。第１の減算器２３７は、第２
の受信信号２１４から第１のトランスバーサル形適応フ
ィルタ２３１の出力を差し引く。第１のトランスバーサ
ル形適応フィルタ２３１は、第１の減算器２３７の出力
を最小とするように制御される。
Ｌタップトランスバーサル形適応フィルタ２３１で、第
２の受信信号２１４を予測し、予測された信号を第１の
減算器２３７に供給する。第１の減算器２３７は、第２
の受信信号２１４から第１のトランスバーサル形適応フ
ィルタ２３１の出力を差し引く。第１のトランスバーサ
ル形適応フィルタ２３１は、第１の減算器２３７の出力
を最小とするように制御される。
【０１１３】第２の受信信号２１４を入力とする第２の
Ｌタップトランスバーサル形適応フィルタ２３２で、第
１の受信信号２１３を予測し、予測された信号を第２の
減算器２３８に供給する。第２の減算器２３８は、第１
の受信信号２１３から第２のトランスバーサル形適応フ
ィルタ２３２の出力を差し引く。第２のトランスバーサ
ル形適応フィルタ２３２は、第２の減算器２３８の出力
を最小とするように制御される。
Ｌタップトランスバーサル形適応フィルタ２３２で、第
１の受信信号２１３を予測し、予測された信号を第２の
減算器２３８に供給する。第２の減算器２３８は、第１
の受信信号２１３から第２のトランスバーサル形適応フ
ィルタ２３２の出力を差し引く。第２のトランスバーサ
ル形適応フィルタ２３２は、第２の減算器２３８の出力
を最小とするように制御される。
【０１１４】Ｌ個の絶対値計算回路２３５１ ，・・・
，２３５Ｌからなる第１の絶対値計算回路群には第１の
適応フィルタ２３１の係数２３３１ ，・・・，２３３
Ｌ が、Ｌ個の絶対値計算回路２３６１ ，・・・，２
３６Ｌ からなる第２の絶対値計算回路群には第２の適
応フィルタ２３２の係数２３４１ ，・・・，２３４Ｌ
が供給されており、求められた各々の絶対値は比較器２
３９に供給される。比較器２３９で、絶対値計算回路２
３５１ ，・・・２３５Ｌ ，２３６１ ，・・・，２
３６Ｌ の出力を比較し、絶対値計算回路２３５１ ，
・・・，２３５Ｌ の１つの出力が最大であるときは、
第１の受信信号２１３の位相が進んでいると判定し、絶
対値計算回路２３６１ ，・・・，２３６Ｌ の一つの
出力が最大であるときは、第２の受信信号２１４の位相
が進んでいると判定し、判定結果を比較結果２０３とし
て出力する。
，２３５Ｌからなる第１の絶対値計算回路群には第１の
適応フィルタ２３１の係数２３３１ ，・・・，２３３
Ｌ が、Ｌ個の絶対値計算回路２３６１ ，・・・，２
３６Ｌ からなる第２の絶対値計算回路群には第２の適
応フィルタ２３２の係数２３４１ ，・・・，２３４Ｌ
が供給されており、求められた各々の絶対値は比較器２
３９に供給される。比較器２３９で、絶対値計算回路２
３５１ ，・・・２３５Ｌ ，２３６１ ，・・・，２
３６Ｌ の出力を比較し、絶対値計算回路２３５１ ，
・・・，２３５Ｌ の１つの出力が最大であるときは、
第１の受信信号２１３の位相が進んでいると判定し、絶
対値計算回路２３６１ ，・・・，２３６Ｌ の一つの
出力が最大であるときは、第２の受信信号２１４の位相
が進んでいると判定し、判定結果を比較結果２０３とし
て出力する。
【０１１５】図５に、積分器２２１，２２２，２２６の
第１の実施例である単純平均計算回路を示す。この積分
器３００は、入力信号３０１の積分結果を出力信号３０
２とし、Ｄサンプルの遅延器３０３、遅延器３０４、加
算器３０５、係数乗算器３０６から構成される。入力信
号３０１は、加算器３０５に供給されるとともに、遅延
器３０３に格納される。遅延器３０３は、入力信号３０
１をＤサンプル遅延させ、加算器３０５に供給する。加
算器３０５で、遅延器３０４の値と入力信号３０１を加
算し、遅延器３０３の出力を差し引く。加算器３０５の
出力は、遅延器３０４に格納されると同時に、係数乗算
器３０６に伝達される。係数乗算器３０６で加算器３０
５の出力をａ倍したものが、積分器３００の出力３０２
となる。ａは任意の正数であるが、ａ＝１／Ｄとしたと
きには、積分結果が入力信号の単純平均となる。
第１の実施例である単純平均計算回路を示す。この積分
器３００は、入力信号３０１の積分結果を出力信号３０
２とし、Ｄサンプルの遅延器３０３、遅延器３０４、加
算器３０５、係数乗算器３０６から構成される。入力信
号３０１は、加算器３０５に供給されるとともに、遅延
器３０３に格納される。遅延器３０３は、入力信号３０
１をＤサンプル遅延させ、加算器３０５に供給する。加
算器３０５で、遅延器３０４の値と入力信号３０１を加
算し、遅延器３０３の出力を差し引く。加算器３０５の
出力は、遅延器３０４に格納されると同時に、係数乗算
器３０６に伝達される。係数乗算器３０６で加算器３０
５の出力をａ倍したものが、積分器３００の出力３０２
となる。ａは任意の正数であるが、ａ＝１／Ｄとしたと
きには、積分結果が入力信号の単純平均となる。
【０１１６】本実施例では、積分器３００の入力信号３
０１を遅延器３０３および加算器３０５に供給し、係数
乗算器３０６で加算器３０５の出力をａ倍し、乗算結果
を積分器３００の出力信号３０２としているが、係数乗
算器３０６の位置を変えて、積分器３１０の入力信号３
０１を係数乗算器３０６に供給してａ倍したものを遅延
器３０３および加算器３０５に供給し、加算器３０５の
出力を積分器３００の出力信号３０２としてもよい。
０１を遅延器３０３および加算器３０５に供給し、係数
乗算器３０６で加算器３０５の出力をａ倍し、乗算結果
を積分器３００の出力信号３０２としているが、係数乗
算器３０６の位置を変えて、積分器３１０の入力信号３
０１を係数乗算器３０６に供給してａ倍したものを遅延
器３０３および加算器３０５に供給し、加算器３０５の
出力を積分器３００の出力信号３０２としてもよい。
【０１１７】図６に、積分器２２１，２２２，２２６の
第２の実施例である１次の再帰形積分器を示す。この積
分器３１０は、第１の係数乗算器３１１、加算器３１２
、遅延器３１３、第２の係数乗算器３１４から構成され
、入力信号３０１を積分して、結果を出力信号３０２と
する。第１の係数乗算器３１１は積分器３１０の入力信
号３０１をα倍し、乗算結果を加算器３１２に供給する
。加算器３１２は第１および第２の係数乗算器３１１，
３１４の乗算結果を加算し、加算結果を積分器３１０の
出力信号３０２として出力するとともに、遅延器３１３
に供給する。遅延器３１３は、加算器３１２の加算結果
を１サンプル遅延させたものを第２の係数乗算器３１４
に供給する。第２の係数乗算器３１４は、遅延器３１３
の出力をβ倍し、乗算結果を加算器３１２に供給する。 ここに、αは任意の正数、βは０＜β＜１なる定数であ
る。β＝１−α（０＜α＜１）とすると、積分器３１０
の出力信号３０２は、入力信号３０１の重み付き移動平
均となる。
第２の実施例である１次の再帰形積分器を示す。この積
分器３１０は、第１の係数乗算器３１１、加算器３１２
、遅延器３１３、第２の係数乗算器３１４から構成され
、入力信号３０１を積分して、結果を出力信号３０２と
する。第１の係数乗算器３１１は積分器３１０の入力信
号３０１をα倍し、乗算結果を加算器３１２に供給する
。加算器３１２は第１および第２の係数乗算器３１１，
３１４の乗算結果を加算し、加算結果を積分器３１０の
出力信号３０２として出力するとともに、遅延器３１３
に供給する。遅延器３１３は、加算器３１２の加算結果
を１サンプル遅延させたものを第２の係数乗算器３１４
に供給する。第２の係数乗算器３１４は、遅延器３１３
の出力をβ倍し、乗算結果を加算器３１２に供給する。 ここに、αは任意の正数、βは０＜β＜１なる定数であ
る。β＝１−α（０＜α＜１）とすると、積分器３１０
の出力信号３０２は、入力信号３０１の重み付き移動平
均となる。
【０１１８】本実施例では、第１の係数乗算器３１１で
積分器３１０の入力信号３０１をα倍し、乗算結果を加
算器３１２に供給し、加算器３１２の出力を積分器３１
０の出力信号３０２としているが、係数乗算器３１１の
位置を変えて、積分器３１０の入力信号３０１を加算器
３１２に供給し、加算器３１２の出力を第１の係数乗算
器３１１でα倍し、乗算結果を積分器３１０の出力信号
３０２としてもよい。
積分器３１０の入力信号３０１をα倍し、乗算結果を加
算器３１２に供給し、加算器３１２の出力を積分器３１
０の出力信号３０２としているが、係数乗算器３１１の
位置を変えて、積分器３１０の入力信号３０１を加算器
３１２に供給し、加算器３１２の出力を第１の係数乗算
器３１１でα倍し、乗算結果を積分器３１０の出力信号
３０２としてもよい。
【０１１９】図６では、１次の積分器の例を示したが、
積分器の次数は、任意の次数を使用できる。再帰形積分
器は、小さなハードウエアで、長時間にわたる積分が可
能であり、ノイズの影響を受けにくいという特徴がある
。
積分器の次数は、任意の次数を使用できる。再帰形積分
器は、小さなハードウエアで、長時間にわたる積分が可
能であり、ノイズの影響を受けにくいという特徴がある
。
【０１２０】ここでは図１に示す、第１および第２の受
信信号１，２と、第１および第２の混在信号１４，１５
を有する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数
の受信信号と、単数または複数の送信信号が存在する場
合に適用可能である。また、受信信号がスピーカから空
間音響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコー
を除去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー
以外のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対
しても適用できる。また、第１及び第２の適応フィルタ
１０３，１０４としては、ＬＭＳアルゴリズムによるト
ランスバーサル形適応フィルタを用いた例を示したが、
本発明では、任意の適応フィルタが使用可能である。例
えば、学習同定法によるトランスバーサル形適応フィル
タを用いた場合には、適応フィルタの出力信号は（２２
）式および（２３）式と同じであり、フィルタ係数の更
新は、
信信号１，２と、第１および第２の混在信号１４，１５
を有する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数
の受信信号と、単数または複数の送信信号が存在する場
合に適用可能である。また、受信信号がスピーカから空
間音響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコー
を除去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー
以外のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対
しても適用できる。また、第１及び第２の適応フィルタ
１０３，１０４としては、ＬＭＳアルゴリズムによるト
ランスバーサル形適応フィルタを用いた例を示したが、
本発明では、任意の適応フィルタが使用可能である。例
えば、学習同定法によるトランスバーサル形適応フィル
タを用いた場合には、適応フィルタの出力信号は（２２
）式および（２３）式と同じであり、フィルタ係数の更
新は、
【数３１】
【０１２１】
【０１２２】となる。適応フィルタの適応アルゴリズム
としては、文献２に記載されているＳｅｑｕｅｎｔｉａ
ｌ Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｍ（Ｓ
ＲＡ）や文献３に記載されているＲＬＳアルゴリズムな
ども使用できる。トランスバーサル形適応フィルタの代
わりに、再帰形を用いてもよい。また、サブバンド型適
応フィルタや変換領域の適応フィルタを用いてもよい。
としては、文献２に記載されているＳｅｑｕｅｎｔｉａ
ｌ Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｍ（Ｓ
ＲＡ）や文献３に記載されているＲＬＳアルゴリズムな
ども使用できる。トランスバーサル形適応フィルタの代
わりに、再帰形を用いてもよい。また、サブバンド型適
応フィルタや変換領域の適応フィルタを用いてもよい。
【０１２３】
【発明の効果】本発明の多チャンネルエコー除去方法お
よび装置は、従来の多チャンネルエコー除去方法および
装置の１／Ｍ（Ｍは受信信号のチャンネル数）の適応フ
ィルタでエコーを除去できるため、ハードウエア規模を
抑えることができる。また、従来の技術より大きなステ
ップサイズで安定に収束するために、収束時間を短縮で
きる。さらに、複数の適応フィルタの相互干渉のために
適応フィルタの係数が最適値に収束することができない
という問題点を解決できる。
よび装置は、従来の多チャンネルエコー除去方法および
装置の１／Ｍ（Ｍは受信信号のチャンネル数）の適応フ
ィルタでエコーを除去できるため、ハードウエア規模を
抑えることができる。また、従来の技術より大きなステ
ップサイズで安定に収束するために、収束時間を短縮で
きる。さらに、複数の適応フィルタの相互干渉のために
適応フィルタの係数が最適値に収束することができない
という問題点を解決できる。
【図１】第６の発明の多チャンネルエコー除去装置のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】第７の発明の多チャンネルエコー除去装置にお
ける位相差検出回路のブロック図である。
ける位相差検出回路のブロック図である。
【図３】第８の発明の多チャンネルエコー除去装置にお
ける位相比較回路のブロック図である。
ける位相比較回路のブロック図である。
【図４】第９の発明の多チャンネルエコー除去装置にお
ける位相比較回路のブロック図である。
ける位相比較回路のブロック図である。
【図５】第１０の発明の多チャンネルエコー除去装置に
おけるトランスバーサル形積分器のブロック図である。
おけるトランスバーサル形積分器のブロック図である。
【図６】第１１の発明の多チャンネルエコー除去装置に
おける再帰形積分器のブロック図である。
おける再帰形積分器のブロック図である。
【図７】縦続接続型多チャンネルエコー除去装置のブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】線形結合型多チャンネルエコー除去装置のブロ
ック図である。
ック図である。
１，２ 受信信号
３，４ スピーカ
５，６，７，８ エコー
９，１０ マイク
１１ 話者
１２，１３ 送信信号
１４，１５ 混在信号
１６，１７ エコー除去装置の出力信号１００ 本
発明の多チャンネルエコー除去装置１０１ 位相差検
出回路 １０２ セレクタ １０３，１０４ 適応フィルタ １０５，１０６ 減算器 １１０ 縦続接続型多チャンネルエコー除去装置１１
１，１１２，１１３，１１４ 適応フィルタ１１５，
１１６，１１７，１１８ 減算器１２０ 線形結合
型多チャンネルエコー除去装置１２１，１２２，１２３
，１２４ 適応フィルタ１２５，１２６，１２７，１
２８ エコーレプリカ１２９，１３０ 減算器 ２００ 位相差検出回路 ２０１１ ，・・・，２０１Ｍ 受信信号２０２
位相差検出結果 ２０３１ ，・・・，２０３Ｋ 位相比較結果２０
４１ ，・・・，２０４Ｋ 制御信号２０５ 制
御回路 ２１０１ ，・・・，２１０Ｋ 位相比較回路２１
１，２１２ セレクタ ２１３，２１４ 選択された受信信号２１５，２１６
タップドディレイライン２１７１ ，・・・，２１
７Ｌ ，２１８１ ，・・・，２１８Ｌ タップドディ
レイラインのタップ出力２１９１ ，・・・，２１９Ｌ
，２２０１ ，・・・，２２０Ｌ ，２２５ 乗算
器 ２２１１ ，・・・，２２１Ｌ ，２２２１ ，・・・
，２２２Ｌ ，２２６ 積分器 ２２３１ ，・・・，２２３Ｌ ，２２４１ ，・・・
，２２４Ｌ ，２２７ 絶対値計算回路 ２２８ 比較器 ２３０ 位相比較回路 ２３１，２３２ 適応フィルタ ２３３１ ，・・・，２３３Ｌ ，２３４１ ，・・・
，２３４Ｌ 適応フィルタのフィルタ係数２３５１
，・・・，２３５Ｌ ，２３６１ ，・・・，２３６
Ｌ 絶対値計算回路 ２３７ 比較器 ３００ 積分器 ３０１ 積分器の入力信号 ３０２ 積分器の出力信号 ３０３ Ｄサンプルの遅延器 ３０４ 遅延器 ３０５ 加算器 ３０６ 係数乗算器 ３１０ 積分器 ３１１，３１４ 係数乗算器 ３１２ 加算器 ３１３ 遅延器
発明の多チャンネルエコー除去装置１０１ 位相差検
出回路 １０２ セレクタ １０３，１０４ 適応フィルタ １０５，１０６ 減算器 １１０ 縦続接続型多チャンネルエコー除去装置１１
１，１１２，１１３，１１４ 適応フィルタ１１５，
１１６，１１７，１１８ 減算器１２０ 線形結合
型多チャンネルエコー除去装置１２１，１２２，１２３
，１２４ 適応フィルタ１２５，１２６，１２７，１
２８ エコーレプリカ１２９，１３０ 減算器 ２００ 位相差検出回路 ２０１１ ，・・・，２０１Ｍ 受信信号２０２
位相差検出結果 ２０３１ ，・・・，２０３Ｋ 位相比較結果２０
４１ ，・・・，２０４Ｋ 制御信号２０５ 制
御回路 ２１０１ ，・・・，２１０Ｋ 位相比較回路２１
１，２１２ セレクタ ２１３，２１４ 選択された受信信号２１５，２１６
タップドディレイライン２１７１ ，・・・，２１
７Ｌ ，２１８１ ，・・・，２１８Ｌ タップドディ
レイラインのタップ出力２１９１ ，・・・，２１９Ｌ
，２２０１ ，・・・，２２０Ｌ ，２２５ 乗算
器 ２２１１ ，・・・，２２１Ｌ ，２２２１ ，・・・
，２２２Ｌ ，２２６ 積分器 ２２３１ ，・・・，２２３Ｌ ，２２４１ ，・・・
，２２４Ｌ ，２２７ 絶対値計算回路 ２２８ 比較器 ２３０ 位相比較回路 ２３１，２３２ 適応フィルタ ２３３１ ，・・・，２３３Ｌ ，２３４１ ，・・・
，２３４Ｌ 適応フィルタのフィルタ係数２３５１
，・・・，２３５Ｌ ，２３６１ ，・・・，２３６
Ｌ 絶対値計算回路 ２３７ 比較器 ３００ 積分器 ３０１ 積分器の入力信号 ３０２ 積分器の出力信号 ３０３ Ｄサンプルの遅延器 ３０４ 遅延器 ３０５ 加算器 ３０６ 係数乗算器 ３１０ 積分器 ３１１，３１４ 係数乗算器 ３１２ 加算器 ３１３ 遅延器
Claims (11)
- 【請求項１】 複数の受信信号と単数または複数の送
信信号を有し、前記受信信号が空間音響経路を伝搬する
ことによって、あるいは回線の漏話等によって生じるエ
コーと前記送信信号が混在する混在信号から、前記受信
信号を入力とする適応フィルタによって生成された前記
エコーのレプリカを差し引くことによってエコーを除去
する多チャンネルエコー除去方法において、最も位相が
進んだ前記受信信号を選択し、前記選択された受信信号
を前記混在信号と１対１に対応した適応フィルタに入力
して前記レプリカを生成し、前記生成されたレプリカを
対応する前記混在信号から差し引いて前記エコーを除去
することを特徴とする多チャンネルエコー除去方法。 - 【請求項２】 前記最も位相が進んだ受信信号の選択
において、前記受信信号のうちの任意の２信号間の相互
相関関数の絶対値を最大とする時間差を求め、前記時間
差の符号から前記信号のどちらの位相が遅れているかを
判定し、前記位相の遅れた受信信号を位相差判定対象か
ら除外し、以上の一連の操作を最も位相の進んだ受信信
号だけが残るまで繰り返すことを特徴とする請求項１記
載の多チャンネルエコー除去方法。 - 【請求項３】 前記最も位相が進んだ受信信号の選択
において、前記受信信号から任意の２信号を選択し、第
１のトランスバーサル形適応フィルタで前記２信号のう
ちの第１の受信信号を入力として第２の受信信号を予測
し、第２のトランスバーサル形適応フィルタで前記第２
の受信信号を入力として前記第１の受信信号を予測し、
前記第１の適応フィルタの係数の絶対値と前記第２の適
応フィルタの係数の絶対値を比較して、前記第１および
第２の受信信号のどちらの位相が遅れているかを判定し
、前記位相の遅れた受信信号を位相差判定対象から除外
し、以上の一連の操作を最も位相の進んだ受信信号だけ
が残るまで繰り返すことを特徴とする請求項１記載の多
チャンネルエコー除去方法。 - 【請求項４】 前記２信号間の相互相関関数は、前記
２信号をそれぞれ第１、第２の信号とし、第１の時刻に
おける前記第１の信号の値と前記第１の時刻と予め定め
られた時間差を有する第２の時刻における前記第２の信
号の値を乗算し、前記乗算を前記第１の時刻を予め定め
られた複数の時刻に変化させて得られた複数の乗算結果
の平均値を求め、前記平均値をもって前記２信号の前記
時間差に対する相互相関関数の値とすることを特徴とす
る請求項２記載の多チャンネルエコー除去方法。 - 【請求項５】 前記平均値を再帰形の積分値に置き換
えたことを特徴とする請求項４記載の多チャンネルエコ
ー除去方法。 - 【請求項６】 複数の受信信号と単数または複数の送
信信号を有し、前記受信信号が空間音響経路を伝搬する
ことによって、あるいは回線の漏話等によって生じるエ
コーと前記送信信号が混在する混在信号から、前記受信
信号を入力とする適応フィルタによって推定された前記
エコーのレプリカを差し引くことによってエコーを除去
する多チャンネルエコー除去装置において、前記受信信
号全てを入力し、最も位相が進んだ受信信号を検出する
位相差検出回路と、前記位相差検出回路の検出結果に基
づいて、入力された前記受信信号のうち最も位相が進ん
だものを選択し出力するセレクタと、前記混在信号と１
対１に対応し、前記選択された受信信号を入力して前記
レプリカを生成する複数の適応フィルタと、前記生成さ
れたレプリカを前記混在信号から差し引く複数の減算器
を少くとも具備し、前記複数の減算器の出力を最小とす
るように前記複数の適応フィルタを制御することを特徴
とする多チャンネルエコー除去装置。 - 【請求項７】 前記位相差検出回路が、前記受信信号
を入力とし、位相を比較する２つの受信信号を指定する
制御信号に応答し、前記指定された２信号の位相を比較
し、比較結果を出力する位相比較回路を少なくとも１つ
と、前記位相比較回路の各々の出力に応答し、前記受信
信号のうち最も位相の進んだ受信信号を検出するように
前記制御信号を前記位相比較回路の各々に出力し、検出
結果を出力する制御回路から構成されることを特徴とす
る請求項６記載の多チャンネルエコー除去装置。 - 【請求項８】 前記位相比較回路が、前記受信信号を
入力とし、前記制御信号で指定された２信号の一方を第
一の受信信号として出力する第１のセレクタと、前記受
信信号を入力とし、前記制御信号で指定された２信号の
他方を第２の受信信号として出力する第２のセレクタと
、前記第１の受信信号を遅延させる第１のタップドディ
レイラインと、前記第２の受信信号を遅延させる第２の
タップドディレイラインと、前記第１のタップドディレ
イラインの各タップ出力と前記第２の受信信号を互いに
乗算する複数の乗算器からなる第１の乗算器群と、前記
第１の乗算器群の各乗算器と１対１に対応し、各乗算器
の出力を積分する複数の積分器からなる第１の積分器群
と、前記第１の積分器群の各積分器と１対１に対応し、
各積分器の出力の絶対値を求める複数の絶対値計算回路
からなる第１の絶対値計算回路群と、前記第２のタップ
ドディレイラインの各タップ出力と前記第１の受信信号
を互いに乗算する複数の乗算器からなる第２の乗算器群
と、前記第２の乗算器群の各乗算器と１対１に対応し、
各乗算器出力を積分する複数の積分器からなる第２の積
分器群と、前記第２の積分器群の各積分器と１対１に対
応し、各積分器の出力の絶対値を求める複数の絶対値計
算回路からなる第２の絶対値計算回路群と、前記第１お
よび第２の受信信号を互いに乗算する乗算器と、前記乗
算器の出力を積分する積分器と、前記積分器の出力の絶
対値を求める絶対値計算回路と、前記絶対値計算回路の
出力および前記第１および第２の絶対値計算回路群の各
絶対値回路の出力を比較し、前記第１および第２の受信
信号のいずれの位相が遅れているかを判定する比較器か
ら構成されることを特徴とする請求項７記載の多チャン
ネルエコー除去装置。 - 【請求項９】 前記位相比較回路が、前記受信信号を
入力とし、前記制御信号で指定された２信号の一方を第
１の受信信号として出力する第１のセレクタと、前記受
信信号を入力とし、前記制御信号で指定された２信号の
他方を第２の受信信号として出力する第２のセレクタと
、前記第１の受信信号を入力し、前記第２の受信信号を
予測する第１のトランスバーサル形適応フィルタと、前
記第２の受信信号を入力し、前記第１の受信信号を予測
する第２のトランスバーサル形適応フィルタと、前記第
１の適応フィルタの係数の絶対値を求める複数の絶対値
計算回路からなる第１の絶対値計算回路群と、前記第２
の適応フィルタの係数の絶対値を求める複数の絶対値計
算回路からなる第２の絶対値計算回路群と、前記第１お
よび第２の絶対値計算回路群の各絶対値計算回路の出力
を比較し、前記第１および第２の受信信号のいずれの位
相が遅れているかを判定する比較器とから構成されるこ
とを特徴とする請求項７記載の多チャンネルエコー除去
装置。 - 【請求項１０】 前記積分器が、積分器の入力信号を
遅延させる第１の遅延器と、積分器の１サンプル前の出
力信号を格納する第２の遅延器と、前記第２の遅延器の
値と前記入力信号を加え、前記第１の遅延器の出力を差
し引いたものを積分器の出力信号とすると共に、前記第
２の遅延器に格納する加算器から構成されることを特徴
とする請求項８記載の多チャンネルエコー除去装置。 - 【請求項１１】 前記積分器が、積分器の入力信号を
定数倍する第１の係数乗算器と、積分器の出力信号を遅
延させるタップドディレイラインと、前記タップドディ
レイラインの各タップ出力を定数倍する複数の係数乗算
器と、前記複数の係数乗算器の出力と前記第１の係数乗
算器の出力の総和を求め、前記総和を積分器の出力とす
ると共に前記タップドディレイラインに格納する加算器
から構成されることを特徴とする請求項８記載の多チャ
ンネルエコー除去装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3049445A JP2792252B2 (ja) | 1991-03-14 | 1991-03-14 | 多チャンネルエコー除去方法および装置 |
| US07/851,093 US5396554A (en) | 1991-03-14 | 1992-03-13 | Multi-channel echo canceling method and apparatus |
| EP92104385A EP0503660B1 (en) | 1991-03-14 | 1992-03-13 | Multi-channel echo canceling method and apparatus |
| CA002063037A CA2063037C (en) | 1991-03-14 | 1992-03-13 | Multi-channel echo canceling method and apparatus |
| DE69226460T DE69226460T2 (de) | 1991-03-14 | 1992-03-13 | Mehrkanalechokompensationsverfahren und Gerät |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3049445A JP2792252B2 (ja) | 1991-03-14 | 1991-03-14 | 多チャンネルエコー除去方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04284732A true JPH04284732A (ja) | 1992-10-09 |
| JP2792252B2 JP2792252B2 (ja) | 1998-09-03 |
Family
ID=12831328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3049445A Expired - Lifetime JP2792252B2 (ja) | 1991-03-14 | 1991-03-14 | 多チャンネルエコー除去方法および装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5396554A (ja) |
| EP (1) | EP0503660B1 (ja) |
| JP (1) | JP2792252B2 (ja) |
| CA (1) | CA2063037C (ja) |
| DE (1) | DE69226460T2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5960077A (en) * | 1996-03-28 | 1999-09-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Echo canceller |
| WO2002001744A1 (fr) * | 2000-06-26 | 2002-01-03 | Nec Corporation | Procede et dispositif d'annulation d'echo pour ligne multiplex |
| US9154635B2 (en) | 2008-09-26 | 2015-10-06 | Nec Corporation | Signal processing method, signal processing device, and signal processing program |
| US9497330B2 (en) | 2008-09-26 | 2016-11-15 | Nec Corporation | Signal processing method, signal processing device, and signal processing program |
Families Citing this family (50)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5307405A (en) * | 1992-09-25 | 1994-04-26 | Qualcomm Incorporated | Network echo canceller |
| US5590241A (en) * | 1993-04-30 | 1996-12-31 | Motorola Inc. | Speech processing system and method for enhancing a speech signal in a noisy environment |
| JPH084243B2 (ja) * | 1993-05-31 | 1996-01-17 | 日本電気株式会社 | 多チャンネルエコー除去方法および装置 |
| US5689641A (en) * | 1993-10-01 | 1997-11-18 | Vicor, Inc. | Multimedia collaboration system arrangement for routing compressed AV signal through a participant site without decompressing the AV signal |
| US5664019A (en) * | 1995-02-08 | 1997-09-02 | Interval Research Corporation | Systems for feedback cancellation in an audio interface garment |
| DE19517469A1 (de) * | 1995-05-12 | 1996-11-14 | Sel Alcatel Ag | Freisprechverfahren für ein mehrkanaliges Übertragungssystem |
| CA2186416C (en) * | 1995-09-26 | 2000-04-18 | Suehiro Shimauchi | Method and apparatus for multi-channel acoustic echo cancellation |
| WO1997031439A1 (en) * | 1996-02-26 | 1997-08-28 | Interval Research Corporation | Systems for feedback cancellation in an audio interface garment |
| US5774562A (en) * | 1996-03-25 | 1998-06-30 | Nippon Telegraph And Telephone Corp. | Method and apparatus for dereverberation |
| JP3152292B2 (ja) * | 1997-04-15 | 2001-04-03 | 日本電気株式会社 | 多チャネルエコー除去方法及び装置 |
| US6549627B1 (en) * | 1998-01-30 | 2003-04-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Generating calibration signals for an adaptive beamformer |
| WO1999053674A1 (en) * | 1998-04-08 | 1999-10-21 | British Telecommunications Public Limited Company | Echo cancellation |
| JP3319403B2 (ja) * | 1998-09-02 | 2002-09-03 | 日本電気株式会社 | 多チャネルエコー除去方法及び装置 |
| US6757385B1 (en) | 1999-06-04 | 2004-06-29 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Symmetry based subband acoustic echo cancellation |
| US6934387B1 (en) * | 1999-12-17 | 2005-08-23 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for digital near-end echo/near-end crosstalk cancellation with adaptive correlation |
| US7310425B1 (en) * | 1999-12-28 | 2007-12-18 | Agere Systems Inc. | Multi-channel frequency-domain adaptive filter method and apparatus |
| FR2828327B1 (fr) * | 2000-10-03 | 2003-12-12 | France Telecom | Procede et dispositif de reduction d'echo |
| EP1621043A4 (en) * | 2003-04-23 | 2009-03-04 | Rh Lyon Corp | METHOD AND DEVICE FOR TRANSFERRED TRANSMISSION WITH MINIMUM INTERFERENCE THROUGH BACKGROUND NOISE AND MINIMUM LOCAL ACOUSTIC RADIATION |
| US7826624B2 (en) * | 2004-10-15 | 2010-11-02 | Lifesize Communications, Inc. | Speakerphone self calibration and beam forming |
| US7720232B2 (en) * | 2004-10-15 | 2010-05-18 | Lifesize Communications, Inc. | Speakerphone |
| US20060132595A1 (en) * | 2004-10-15 | 2006-06-22 | Kenoyer Michael L | Speakerphone supporting video and audio features |
| US7720236B2 (en) * | 2004-10-15 | 2010-05-18 | Lifesize Communications, Inc. | Updating modeling information based on offline calibration experiments |
| US7760887B2 (en) * | 2004-10-15 | 2010-07-20 | Lifesize Communications, Inc. | Updating modeling information based on online data gathering |
| US7970151B2 (en) * | 2004-10-15 | 2011-06-28 | Lifesize Communications, Inc. | Hybrid beamforming |
| US8116500B2 (en) * | 2004-10-15 | 2012-02-14 | Lifesize Communications, Inc. | Microphone orientation and size in a speakerphone |
| US7903137B2 (en) * | 2004-10-15 | 2011-03-08 | Lifesize Communications, Inc. | Videoconferencing echo cancellers |
| US7991167B2 (en) * | 2005-04-29 | 2011-08-02 | Lifesize Communications, Inc. | Forming beams with nulls directed at noise sources |
| US7970150B2 (en) * | 2005-04-29 | 2011-06-28 | Lifesize Communications, Inc. | Tracking talkers using virtual broadside scan and directed beams |
| US7593539B2 (en) * | 2005-04-29 | 2009-09-22 | Lifesize Communications, Inc. | Microphone and speaker arrangement in speakerphone |
| US9232072B2 (en) | 2013-03-13 | 2016-01-05 | Google Inc. | Participant controlled spatial AEC |
| US9565493B2 (en) | 2015-04-30 | 2017-02-07 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Array microphone system and method of assembling the same |
| US9554207B2 (en) | 2015-04-30 | 2017-01-24 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Offset cartridge microphones |
| US9659555B1 (en) * | 2016-02-09 | 2017-05-23 | Amazon Technologies, Inc. | Multichannel acoustic echo cancellation |
| US9653060B1 (en) * | 2016-02-09 | 2017-05-16 | Amazon Technologies, Inc. | Hybrid reference signal for acoustic echo cancellation |
| US10367948B2 (en) | 2017-01-13 | 2019-07-30 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Post-mixing acoustic echo cancellation systems and methods |
| US10522167B1 (en) * | 2018-02-13 | 2019-12-31 | Amazon Techonlogies, Inc. | Multichannel noise cancellation using deep neural network masking |
| WO2019231632A1 (en) | 2018-06-01 | 2019-12-05 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Pattern-forming microphone array |
| US11297423B2 (en) | 2018-06-15 | 2022-04-05 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Endfire linear array microphone |
| WO2020061353A1 (en) | 2018-09-20 | 2020-03-26 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Adjustable lobe shape for array microphones |
| US11558693B2 (en) | 2019-03-21 | 2023-01-17 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Auto focus, auto focus within regions, and auto placement of beamformed microphone lobes with inhibition and voice activity detection functionality |
| US11303981B2 (en) | 2019-03-21 | 2022-04-12 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Housings and associated design features for ceiling array microphones |
| US11438691B2 (en) | 2019-03-21 | 2022-09-06 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Auto focus, auto focus within regions, and auto placement of beamformed microphone lobes with inhibition functionality |
| US11445294B2 (en) | 2019-05-23 | 2022-09-13 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Steerable speaker array, system, and method for the same |
| TW202105369A (zh) | 2019-05-31 | 2021-02-01 | 美商舒爾獲得控股公司 | 整合語音及雜訊活動偵測之低延時自動混波器 |
| US11297426B2 (en) | 2019-08-23 | 2022-04-05 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | One-dimensional array microphone with improved directivity |
| CN110634485B (zh) * | 2019-10-16 | 2023-06-13 | 声耕智能科技(西安)研究院有限公司 | 语音交互服务处理器及处理方法 |
| US11552611B2 (en) | 2020-02-07 | 2023-01-10 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | System and method for automatic adjustment of reference gain |
| USD944776S1 (en) | 2020-05-05 | 2022-03-01 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Audio device |
| WO2021243368A2 (en) | 2020-05-29 | 2021-12-02 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Transducer steering and configuration systems and methods using a local positioning system |
| US11785380B2 (en) | 2021-01-28 | 2023-10-10 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Hybrid audio beamforming system |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6414150A (en) * | 1987-07-07 | 1989-01-18 | Fujikura Ltd | Production of superconductor |
| JPH01190162A (ja) * | 1988-01-26 | 1989-07-31 | Nec Corp | 多チャネル用音声会議装置 |
| JPH01260967A (ja) * | 1988-04-11 | 1989-10-18 | Nec Corp | 多チヤネル信号用音声会議装置 |
| JPH01319360A (ja) * | 1988-06-20 | 1989-12-25 | Nec Corp | 音声会議装置 |
| JPH0322631A (ja) * | 1989-06-19 | 1991-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | エコーキャンセラ装置 |
-
1991
- 1991-03-14 JP JP3049445A patent/JP2792252B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-03-13 CA CA002063037A patent/CA2063037C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-03-13 US US07/851,093 patent/US5396554A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-03-13 EP EP92104385A patent/EP0503660B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-03-13 DE DE69226460T patent/DE69226460T2/de not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5960077A (en) * | 1996-03-28 | 1999-09-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Echo canceller |
| WO2002001744A1 (fr) * | 2000-06-26 | 2002-01-03 | Nec Corporation | Procede et dispositif d'annulation d'echo pour ligne multiplex |
| US9154635B2 (en) | 2008-09-26 | 2015-10-06 | Nec Corporation | Signal processing method, signal processing device, and signal processing program |
| US9497330B2 (en) | 2008-09-26 | 2016-11-15 | Nec Corporation | Signal processing method, signal processing device, and signal processing program |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| DE69226460T2 (de) | 1999-04-29 |
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| US5396554A (en) | 1995-03-07 |
| CA2063037C (en) | 1996-04-02 |
| EP0503660B1 (en) | 1998-08-05 |
| JP2792252B2 (ja) | 1998-09-03 |
| DE69226460D1 (de) | 1998-09-10 |
| CA2063037A1 (en) | 1992-09-15 |
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