JPH04269683A - 同期検出器を有するレーダ受信器における位相及びゲインの不均等エラーを校正する方法 - Google Patents
同期検出器を有するレーダ受信器における位相及びゲインの不均等エラーを校正する方法Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はレーダ信号処理に関す
る。特に本発明は、レーダ受信チャンネルの同相（Ｉ）
及びクワドラチュア（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）（Ｑ）出
力の間の位相及びゲイン不均等のキャリブレーション（
ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ） と校正に関する。
る。特に本発明は、レーダ受信チャンネルの同相（Ｉ）
及びクワドラチュア（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）（Ｑ）出
力の間の位相及びゲイン不均等のキャリブレーション（
ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ） と校正に関する。
【０００２】この発明は特定の応用を示す実施例を用い
て説明されるが、本発明はこの実施例に限定されるもの
ではない。この分野の当業者は、本発明の範囲を越える
ことなく、その他の応用、修正、及び本発明が有効に利
用できる他の分野での実施例を考えられるものである。
て説明されるが、本発明はこの実施例に限定されるもの
ではない。この分野の当業者は、本発明の範囲を越える
ことなく、その他の応用、修正、及び本発明が有効に利
用できる他の分野での実施例を考えられるものである。
【０００３】
【従来の技術】コヒーレントなレーダは受信したレーダ
波のドップラー周波数シフト（Ｄｏｐｐｌｅｒｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ） を判断することにより、視
線に沿ったターゲット速度を測定する。一般に、Ｉ／Ｑ
同期検出器を使用して、受信信号のＩ及びＱ成分を形成
する。これらの成分は、狭帯域ドップラーフィルタを形
成するデジタルＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、デジタ
ル化され処理される。単一の周波数が理想受信器に位相
又はゲインのエラーなしに入力されるときは、信号はド
ップラーフィルタ出力の単一フィルタに発生する。 Ｉ及びＱチャンネルが全く同一のゲインを持っていない
とき、又は２つのチャンネル間の位相シフトが正確に９
０度ではないとき、”イメージ（ｉｍａｇｅ） ”と呼
ばれる余分な信号が、ドップラー信号プロセッサの出力
に発生する。余分な信号の大きさは、２つのチャンネル
間のゲイン及び位相エラーに正比例する。余分な信号の
周波数は真の信号周波数に等しいが、逆位相回転である
。
波のドップラー周波数シフト（Ｄｏｐｐｌｅｒｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ） を判断することにより、視
線に沿ったターゲット速度を測定する。一般に、Ｉ／Ｑ
同期検出器を使用して、受信信号のＩ及びＱ成分を形成
する。これらの成分は、狭帯域ドップラーフィルタを形
成するデジタルＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、デジタ
ル化され処理される。単一の周波数が理想受信器に位相
又はゲインのエラーなしに入力されるときは、信号はド
ップラーフィルタ出力の単一フィルタに発生する。 Ｉ及びＱチャンネルが全く同一のゲインを持っていない
とき、又は２つのチャンネル間の位相シフトが正確に９
０度ではないとき、”イメージ（ｉｍａｇｅ） ”と呼
ばれる余分な信号が、ドップラー信号プロセッサの出力
に発生する。余分な信号の大きさは、２つのチャンネル
間のゲイン及び位相エラーに正比例する。余分な信号の
周波数は真の信号周波数に等しいが、逆位相回転である
。
【０００４】番号０からＮ−１のＮ個のフィルタのデジ
タル・ドップラー・フィルタ・バンク（Ｄｏｐｐｌｅｒ
ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ） において、フィルタｋ内
の信号に関して、イメージ信号はＮ−ｋ−１のフィルタ
に発生する。この余分な信号は真のターゲットに関する
エラーとなるか、又は真のターゲット反射波の妨害とな
ることがある。従って、この余分な信号を少なくする技
術が望まれている。
タル・ドップラー・フィルタ・バンク（Ｄｏｐｐｌｅｒ
ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ） において、フィルタｋ内
の信号に関して、イメージ信号はＮ−ｋ−１のフィルタ
に発生する。この余分な信号は真のターゲットに関する
エラーとなるか、又は真のターゲット反射波の妨害とな
ることがある。従って、この余分な信号を少なくする技
術が望まれている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】位相及びゲインの不均
等を制御する一つの技術は、性能仕様を非常に厳しくし
てレーダ受信器を設計することである。例えば、イメー
ジを帰還信号の２５ｄＢ以下にすれば、ゲイン及び位相
エラーは各々約０．５ｄＢ及び５度に維持される。これ
らの許容値が広い温度範囲にわたり維持されなければな
らない場合、及び（又は）回路部品の定数の徹底的測定
及び調整がコストに影響しない場合は、その許容値に合
致するように、複雑な追加設計が受信器に加えられなけ
ればならない。小さいイメージに関する要求が強いほど
、複雑な受信器の設計が要求される。
等を制御する一つの技術は、性能仕様を非常に厳しくし
てレーダ受信器を設計することである。例えば、イメー
ジを帰還信号の２５ｄＢ以下にすれば、ゲイン及び位相
エラーは各々約０．５ｄＢ及び５度に維持される。これ
らの許容値が広い温度範囲にわたり維持されなければな
らない場合、及び（又は）回路部品の定数の徹底的測定
及び調整がコストに影響しない場合は、その許容値に合
致するように、複雑な追加設計が受信器に加えられなけ
ればならない。小さいイメージに関する要求が強いほど
、複雑な受信器の設計が要求される。
【０００６】従って、位相とゲインの不均等を測定でき
、エラーをリアルタイムで除くことができる簡単な技術
が望まれている。このようなイメージに関する要求事項
は、緩い許容値で設計された簡単で安価のアナログ受信
器を使用して適合される。
、エラーをリアルタイムで除くことができる簡単な技術
が望まれている。このようなイメージに関する要求事項
は、緩い許容値で設計された簡単で安価のアナログ受信
器を使用して適合される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、同期検出器の
Ｉ及びＱチャンネル間のゲイン及び位相の不均等を校正
するためのシステム及び方法である。主にこの発明は、
不均等エラーを検出測定する第１の回路と、エラーを校
正するための係数を計算する手段と、及びその校正因数
を受信信号データに適用して不均等エラーの影響を除く
ための第２の回路を含む。特に、同期検出器内の位相及
びゲインの不均等を校正する方法を提供し、その検出器
は次のステップを有する。
Ｉ及びＱチャンネル間のゲイン及び位相の不均等を校正
するためのシステム及び方法である。主にこの発明は、
不均等エラーを検出測定する第１の回路と、エラーを校
正するための係数を計算する手段と、及びその校正因数
を受信信号データに適用して不均等エラーの影響を除く
ための第２の回路を含む。特に、同期検出器内の位相及
びゲインの不均等を校正する方法を提供し、その検出器
は次のステップを有する。
【０００８】ａ）信号を受信器に入力して、その信号か
ら受信信号及びそれに対応するイメージ信号を抽出する
。
ら受信信号及びそれに対応するイメージ信号を抽出する
。
【０００９】ｂ）その受信信号を第１ドップラーフィル
タに入力する。
タに入力する。
【００１０】ｃ）イメージ信号を第２ドップラーフィル
タに入力する。
タに入力する。
【００１１】ｄ）第１判別式 ｇ＝Ｒｅ｛ＶＴ ｘＶ
Ｉ ／｜ＶＴ ｜２ ｝を形成する。
Ｉ ／｜ＶＴ ｜２ ｝を形成する。
【００１２】ｅ）第２判別式 ｈ＝Ｉｍ｛ＶＴ ｘＶ
Ｉ ／｜ＶＴ ｜２ ｝を形成する。
Ｉ ／｜ＶＴ ｜２ ｝を形成する。
【００１３】ここで、ＶＴ ＝第１フィルタの出力での
ターゲットの複素数（リアル及びイマジナリ成分）電圧
出力、及びＶＩ ＝第２フィルタの出力でのターゲット
のイメージの複素数（リアル及びイマジナリ成分）。
ターゲットの複素数（リアル及びイマジナリ成分）電圧
出力、及びＶＩ ＝第２フィルタの出力でのターゲット
のイメージの複素数（リアル及びイマジナリ成分）。
【００１４】ｆ）位相（φ）及びゲイン（ρ）エラーを
第１及び第２判別式から計算する。
第１及び第２判別式から計算する。
【００１５】ｇ）位相及びゲインエラーを基に、第１及
び第２校正因数（ｍ及びｎ）を計算する。
び第２校正因数（ｍ及びｎ）を計算する。
【００１６】ｈ）校正因数を用いて、位相及びゲインの
不均等エラーを校正する。
不均等エラーを校正する。
【００１７】
【実施例】実施例及び応用例が、添付図面を参照してこ
れより説明される。これらの図面は本発明の有益な技術
を開示する。
れより説明される。これらの図面は本発明の有益な技術
を開示する。
【００１８】図１は本発明の同期検出器１２を含む受信
器１０を示す。この検出器１２のゲイン不均等は、Ｉ及
びＱチャンネルで各々＋ρと−ρ、及び位相不均等は＋
φと−φである。受信信号は、ｃｏｓ［（ω＋α）ｔ＋
θ］である。ここで、ωはＩＦ（中間周波数）及びＬＯ
（局部発振器）周波数、αはドップラー周波数、及びθ
はＩＦ入力信号の初期位相を各々示す。クワドラチュア
・ミキサ１４及び１６は、局部発振器周波数ωのｃｏｓ
（ｃｏｓｉｎｅ）及びマイナスｓｉｎ（ｓｉｎｅ）の周
波数と受信信号とを混合することにより、受信信号の同
相及びクワドラチュア信号成分を発生する。位相不均等
はクワドラチュア・ミキサ１４及び１６へのｃｏｓ及び
ｓｉｎにおけるφにより示される。アンプ１８及び２０
は、クワドラチュア信号を増幅する。ゲインの不均等は
、アンプ１８及び２０内に示されるρゲインにより示さ
れる。同期検出器１２はＩ及びＱチャンネルのローパス
フィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｓ）２２及
び２４を加えて完成される。
器１０を示す。この検出器１２のゲイン不均等は、Ｉ及
びＱチャンネルで各々＋ρと−ρ、及び位相不均等は＋
φと−φである。受信信号は、ｃｏｓ［（ω＋α）ｔ＋
θ］である。ここで、ωはＩＦ（中間周波数）及びＬＯ
（局部発振器）周波数、αはドップラー周波数、及びθ
はＩＦ入力信号の初期位相を各々示す。クワドラチュア
・ミキサ１４及び１６は、局部発振器周波数ωのｃｏｓ
（ｃｏｓｉｎｅ）及びマイナスｓｉｎ（ｓｉｎｅ）の周
波数と受信信号とを混合することにより、受信信号の同
相及びクワドラチュア信号成分を発生する。位相不均等
はクワドラチュア・ミキサ１４及び１６へのｃｏｓ及び
ｓｉｎにおけるφにより示される。アンプ１８及び２０
は、クワドラチュア信号を増幅する。ゲインの不均等は
、アンプ１８及び２０内に示されるρゲインにより示さ
れる。同期検出器１２はＩ及びＱチャンネルのローパス
フィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｓ）２２及
び２４を加えて完成される。
【００１９】従来の技術によれば、同期検出器１２の出
力はアナログ・デジタル変換器２６及び２８によってデ
ジタル化され、デジタル信号プロセッサ３２に入力され
る。信号プロセッサは複素数高速フーリエ変換を実行し
、時間領域デジタル信号を周波数領域データに変換する
。
力はアナログ・デジタル変換器２６及び２８によってデ
ジタル化され、デジタル信号プロセッサ３２に入力され
る。信号プロセッサは複素数高速フーリエ変換を実行し
、時間領域デジタル信号を周波数領域データに変換する
。
【００２０】本発明の技術によれば、ＦＦＴの複素数出
力は、汎用コンピュータ（３４）に伝送され、２つの校
正因数を発生するのに使用される。この実施例において
、２つの校正因数は補償回路３０内で使用され、受信器
のデジタル出力を校正し、Ｉ／Ｑの位相及びゲインの不
均等によって生じたエラーを取り除く。
力は、汎用コンピュータ（３４）に伝送され、２つの校
正因数を発生するのに使用される。この実施例において
、２つの校正因数は補償回路３０内で使用され、受信器
のデジタル出力を校正し、Ｉ／Ｑの位相及びゲインの不
均等によって生じたエラーを取り除く。
【００２１】図２は本発明の補償回路３０の実施例を示
す。補償回路３０は、２つのデジタル・マルチププライ
ア（ｄｉｇｉｔａｌ ｍｌｔｉｐｌｉｅｒｓ）３６と３
８、２つのデータラッチ４０と４２、及び減算器（ｓｕ
ｂｔｒａｃｔｏｒ）４４を含む。データラッチ４０と４
２には、データバスを介して、そしてコンピュータ・イ
ンターフェース４６を介して汎用コンピュータ３４から
補償回路３０に入力される校正因数係数が供給される。 従って、アナログ・デジタル変換器２６と２８から受信
したデジタル化したＩ及びＱ信号はｍ及びｎの校正因数
が乗算され、互いに減算され、補償されたクワドラチュ
ア出力Ｑ´を発生する。
す。補償回路３０は、２つのデジタル・マルチププライ
ア（ｄｉｇｉｔａｌ ｍｌｔｉｐｌｉｅｒｓ）３６と３
８、２つのデータラッチ４０と４２、及び減算器（ｓｕ
ｂｔｒａｃｔｏｒ）４４を含む。データラッチ４０と４
２には、データバスを介して、そしてコンピュータ・イ
ンターフェース４６を介して汎用コンピュータ３４から
補償回路３０に入力される校正因数係数が供給される。 従って、アナログ・デジタル変換器２６と２８から受信
したデジタル化したＩ及びＱ信号はｍ及びｎの校正因数
が乗算され、互いに減算され、補償されたクワドラチュ
ア出力Ｑ´を発生する。
【００２２】図１に戻り、補償が何も適用されないと（
すなわち、ｍ＝１及びｎ＝０）、信号は受信器に挿入さ
れ、受信器は受信信号及びイメージ信号を分離ドップラ
ーフィルタに位置させる。２つの判別式が形成される。
すなわち、ｍ＝１及びｎ＝０）、信号は受信器に挿入さ
れ、受信器は受信信号及びイメージ信号を分離ドップラ
ーフィルタに位置させる。２つの判別式が形成される。
【００２３】ｇ＝Ｒｅ｛ＶＴ ｘＶＩ ／｜ＶＴ ｜２
｝及び ｈ＝Ｉｍ｛ＶＴ ｘＶＩ ／｜ＶＴ ｜２ ｝ここで、
ＶＴ ＝ＦＦＴ出力でのターゲットの複素数出力、及び ＶＩ ＝ＦＦＴ出力でのイメージの複素数出力ｇ及びｈ
から、位相（φ）及びゲイン（ρ）エラーは計算できる
。φ及びρが与えらると、２つの校正因数ｍ及びｎは決
定される。最後に、Ｑの値は次式を用いて校正される。
｝及び ｈ＝Ｉｍ｛ＶＴ ｘＶＩ ／｜ＶＴ ｜２ ｝ここで、
ＶＴ ＝ＦＦＴ出力でのターゲットの複素数出力、及び ＶＩ ＝ＦＦＴ出力でのイメージの複素数出力ｇ及びｈ
から、位相（φ）及びゲイン（ρ）エラーは計算できる
。φ及びρが与えらると、２つの校正因数ｍ及びｎは決
定される。最後に、Ｑの値は次式を用いて校正される。
【００２４】Ｑ´＝ｍＱ−ｎＩ
ここで、Ｑ´は校正されたクワドラチュア信号である。
補償回路への同相（Ｉ）信号入力は不変で、Ｉ´として
出力まで直接通過される。
出力まで直接通過される。
【００２５】校正を実行するこの等式はクローズされた
形式の解を示し、余分なイメージを効果的に取り除く。
形式の解を示し、余分なイメージを効果的に取り除く。
【００２６】動作において、同期検出器１２により発生
するＩ及びＱ出力は、ゲインエラーと位相エラーを含む
。
するＩ及びＱ出力は、ゲインエラーと位相エラーを含む
。
【００２７】
【数１】
２ωはローパスフィルタ２２及び２４によって濾波され
る。
る。
【００２８】
【数２】
Ｉチャンネルを参照値とみなして、補償回路３０を直接
通過させる。すると、
通過させる。すると、
【数３】
であれば、Ｉ´及びＱ´の振幅は全く同一である。即ち
、（１＋ρ）の同一ゲインで、位相差は９０度に回復さ
れている（クワドラチュア位相のｃｏｓ［αｔ＋θ−φ
］及びｓｉｎ［αｔ＋θ−φ］）。適切なゲインと位相
の関係が回復されると、望ましくない余分なイメージ信
号は取り除かれる。
、（１＋ρ）の同一ゲインで、位相差は９０度に回復さ
れている（クワドラチュア位相のｃｏｓ［αｔ＋θ−φ
］及びｓｉｎ［αｔ＋θ−φ］）。適切なゲインと位相
の関係が回復されると、望ましくない余分なイメージ信
号は取り除かれる。
【００２９】Ｉ及びＱからＱ´を得る：等式［６］から
、Ｑを再編成して、両辺に（１＋ρ）／（１−ρ）を掛
けて、拡張すると、
、Ｑを再編成して、両辺に（１＋ρ）／（１−ρ）を掛
けて、拡張すると、
【数４】
このことは、校正されていないＩ及びＱ信号を処理する
ことにより、ゲインと位相エラー、ρ及びφを決定でき
れば、２つの校正因数、ｍ及びｎは計算できること示し
、そしてＱ´を形成するためにｍ及びｎはＩ及びＱに適
用され、Ｑチャンネル出力は同相分に対して再調整及び
適合され、それにより、２つのチャンネルのゲインは同
一の（１＋ρ）で、２つのチャンネルの位相は９０度で
分離される（ｃｏｓ［αｔ＋θ−φ］及びｓｉｎ［αｔ
＋θ−φ］）。
ことにより、ゲインと位相エラー、ρ及びφを決定でき
れば、２つの校正因数、ｍ及びｎは計算できること示し
、そしてＱ´を形成するためにｍ及びｎはＩ及びＱに適
用され、Ｑチャンネル出力は同相分に対して再調整及び
適合され、それにより、２つのチャンネルのゲインは同
一の（１＋ρ）で、２つのチャンネルの位相は９０度で
分離される（ｃｏｓ［αｔ＋θ−φ］及びｓｉｎ［αｔ
＋θ−φ］）。
【００３０】校正因数の誘導：
Ｉ及びＱ信号を複素数ＦＦＴを介して簡単に処理するこ
とにより、ターゲット及びイメージ信号は分離ドップラ
ーフィルタで分離される。判別式Ｄは２つのドップラー
フィルタを次のように処理することにより形成される。
とにより、ターゲット及びイメージ信号は分離ドップラ
ーフィルタで分離される。判別式Ｄは２つのドップラー
フィルタを次のように処理することにより形成される。
【００３１】
【数５】
ここで、
ＶＴ ＝ターゲットを含むドップラーフィルタの複素数
出力 ＶＩ ＝イメージを含むドップラーフィルタの複素数出
力ＩＴ ＝ＶＴの実数成分 ＱＴ ＝ＶＴの虚数成分 ＩＩ ＝ＶＩの実数成分 ＱＩ ＝ＶＩの虚数成分 従って、
出力 ＶＩ ＝イメージを含むドップラーフィルタの複素数出
力ＩＴ ＝ＶＴの実数成分 ＱＴ ＝ＶＴの虚数成分 ＩＩ ＝ＶＩの実数成分 ＱＩ ＝ＶＩの虚数成分 従って、
【数６】
これは次のようになる：
【数７】
つまり、位相とゲインエラーが与えられると、校正因数
、ｍ及びｎは、式［２０］及び［２１］を［１４］及び
［１５］に代入することにより決定できる。
、ｍ及びｎは、式［２０］及び［２１］を［１４］及び
［１５］に代入することにより決定できる。
【００３２】ターゲット及びイメージを含むドップラー
フィルタの出力を適切に処理することにより、校正因数
は計算でき、ターゲットイメージを除くことができる。
フィルタの出力を適切に処理することにより、校正因数
は計算でき、ターゲットイメージを除くことができる。
【００３３】ρ及びφの評価：（αｔ＋θ）とφの加算
としての展開式［５］及び［６］は、
としての展開式［５］及び［６］は、
【数８】
ｃｏｓφ又はｊｓｉｎφの共通因数に関して再編成する
することにより、
することにより、
【数９】
最後に因数［ｃｏｓ（αｔ＋θ）＋ｊｓｉｎ（αｔ＋θ
）］及び［ｃｏｓ（αｔ＋θ）−ｊｓｉｎ（αｔ＋θ）
］で表すと、
）］及び［ｃｏｓ（αｔ＋θ）−ｊｓｉｎ（αｔ＋θ）
］で表すと、
【数１０】
この分野の当業者は、Ａ［ｃｏｓ（αｔ＋θ）＋ｊｓｉ
ｎ（αｔ＋θ）］を、振幅Ａ、周波数φ／２π及び初期
位相θの正弦波の複素数形式として認識できるものであ
る。同様に、Ａ［ｃｏｓ（αｔ＋θ）−ｊｓｉｎ（αｔ
＋θ）］は振幅Ａ、周波数−α／２π（逆回転の意味）
及び初期位相−θの正弦波の複素数形式として認識でき
るものである。これら２つの周波数は、ＦＦＴ３２の２
つの識別フィルタにより抽出される。各フィルタの出力
応答は、信号振幅Ａに比例し、位相は初期位相θに等し
い。
ｎ（αｔ＋θ）］を、振幅Ａ、周波数φ／２π及び初期
位相θの正弦波の複素数形式として認識できるものであ
る。同様に、Ａ［ｃｏｓ（αｔ＋θ）−ｊｓｉｎ（αｔ
＋θ）］は振幅Ａ、周波数−α／２π（逆回転の意味）
及び初期位相−θの正弦波の複素数形式として認識でき
るものである。これら２つの周波数は、ＦＦＴ３２の２
つの識別フィルタにより抽出される。各フィルタの出力
応答は、信号振幅Ａに比例し、位相は初期位相θに等し
い。
【００３４】等式［２７］の信号Ｉ＋ｊＱに関して、Ｆ
ＦＴ３２は＋α及び−αの周波数を抽出するので、複素
数ＦＦＴ出力はターゲット電圧ＶＴ である。
ＦＴ３２は＋α及び−αの周波数を抽出するので、複素
数ＦＦＴ出力はターゲット電圧ＶＴ である。
【００３５】
【数１１】
イメージ電圧ＶＩ は：
【数１２】
ここで、自然対数形式ｅ±ｊθ は初期位相ｃｏｓ（
θ）±ｊｓｉｎ（θ）を表現するために用いられている
。
θ）±ｊｓｉｎ（θ）を表現するために用いられている
。
【００３６】等式［１６］を判別式Ｄを形成するために
使用して：
使用して：
【数１３】
［３２］から、ｃｏｓ２ φ、及びｓｉｎ２ φをｇ及
びρについて解くと、
びρについて解くと、
【数１４】
等式［３６］及び［３８］を等式［３３］に代入するこ
とにより、ＦＦＴ出力から計算されたｆ及びｈにより、
ゲイン不均等ρを解くことができる。
とにより、ＦＦＴ出力から計算されたｆ及びｈにより、
ゲイン不均等ρを解くことができる。
【００３７】即ち：
【数１５】
等式［３２］から、ｇは約ρであるので、ρの２つの平
方根の中で、一つは：
方根の中で、一つは：
【数１６】
等式［３６］を再編成することにより、位相不均等φを
、測定値ｇ、及び等式［４５］からの計算値ρで求める
ことができる。即ち、
、測定値ｇ、及び等式［４５］からの計算値ρで求める
ことができる。即ち、
【数１７】
この誘導式は、位相およびゲインエラー、φ及びρが、
判別式ｆ及びｈから計算できることを示している。ここ
でｆ及びｈはターゲット及びイメージ信号を含むＦＦＴ
フィルタ３２の出力から計算される。
判別式ｆ及びｈから計算できることを示している。ここ
でｆ及びｈはターゲット及びイメージ信号を含むＦＦＴ
フィルタ３２の出力から計算される。
【００３８】校正因数ｍ及びｎの計算：等式［１４］及
び［１５］に示されるように、
び［１５］に示されるように、
【数１８】
従って校正因数ｍ及びｎは汎用コンピュータ３４により
計算され、補償回路３０にフィードバックされる。補償
回路３０は等式［１３］に従ってクワドラチュア信号の
一つを調節する。
計算され、補償回路３０にフィードバックされる。補償
回路３０は等式［１３］に従ってクワドラチュア信号の
一つを調節する。
【００３９】
【数１９】
ゲインエラーだけの場合は、
【数２０】
この特別な場合（つまり位相エラーの影響が無視される
場合）、計数ｎは零に等しいので、一つの倍数のみを用
いて補償される。
場合）、計数ｎは零に等しいので、一つの倍数のみを用
いて補償される。
【００４０】キャリブレーション：ターゲット信号は、
ターゲットフィルタ及びイメージフィルタが分離される
ように、ドップラーフィルタ内に配置される。ＦＦＴの
実数及び虚数出力は汎用コンピュータに出力され、等式
［３２］及び［３３］は次のように実行される。
ターゲットフィルタ及びイメージフィルタが分離される
ように、ドップラーフィルタ内に配置される。ＦＦＴの
実数及び虚数出力は汎用コンピュータに出力され、等式
［３２］及び［３３］は次のように実行される。
【００４１】
【数２１】
受信器１０は例えばミサイル用のレーダシステムに使用
できるように適合される。
できるように適合される。
【００４２】以上、この発明は特定の応用に関する特定
の実施例を参照して説明された。当業者及びこの技術を
理解できる人は、本発明の範囲を越えることのない他の
修正、及び他の実施例を工夫できるものである。
の実施例を参照して説明された。当業者及びこの技術を
理解できる人は、本発明の範囲を越えることのない他の
修正、及び他の実施例を工夫できるものである。
【００４３】従ってこれらの修正や他の実施例は、全て
特許請求の範囲に含まれる。
特許請求の範囲に含まれる。
【図１】本発明の受信器を示す。
【図２】本発明の補償回路の実施例を示す。
１０…受信器、１２…同期検出器、１４・１６…クワド
ラチュアミキサ、１８・２０…アンプ、２２・２４…ロ
ーパスフィルタ、２６・２８…アナログ・デジタル変換
器、３０…補償回路、３２…信号プロセッサ（複素数Ｆ
ＦＴ）、３４…汎用コンピュータ、３６・３８…マルチ
ププライア、４０・４２…データラッチ。
ラチュアミキサ、１８・２０…アンプ、２２・２４…ロ
ーパスフィルタ、２６・２８…アナログ・デジタル変換
器、３０…補償回路、３２…信号プロセッサ（複素数Ｆ
ＦＴ）、３４…汎用コンピュータ、３６・３８…マルチ
ププライア、４０・４２…データラッチ。
Claims (6)
- 【請求項１】 ミサイルレーダ受信器であって、同期
検出器と、前記同期検出器内の位相及びゲインの不均等
エラーを検出するシステムを有し、位相及びゲインの不
均等エラーを検出する第１手段と、前記検出された位相
及びゲインの不均等エラーに基づいて、校正因数を計算
する第２手段と、及び前記位相及びゲインの不均等エラ
ーを校正する第３手段と、を具備することを特徴とする
受信器。 - 【請求項２】 前記第３手段は、前記検出器出力のク
ワドラチュア成分に前っき校正因数を掛ける手段を含む
ことを特徴とする請求項１記載の受信器。 - 【請求項３】 前記第１手段は、複素数高速フーリエ
変換ドップラーフィルタを含むことを特徴とする請求項
１記載の受信器。 - 【請求項４】 前記第２手段は汎用コンピュータを含
むことを特徴とする請求項１記載の受信器。 - 【請求項５】 同期検出器内の位相及びゲインの不均
等を校正する方法であって、 ａ）前記検出器に信号を入力して、その信号から受信信
号及びそれに対応するイメージ信号を抽出し、ｂ）前記
受信した信号を高速ドップラーフィルタに入力し、 ｃ）前記イメージ信号を第２ドップラーフィルタに入力
し、 ｄ）第１判別式ｇ＝Ｒｅ｛ＶＴ ｘＶＩ ／｜ＶＴ ｜
２ ｝を形成、 ｅ）第２判別式ｈ＝Ｉｍ｛ＶＴ ｘＶＩ ／｜ＶＴ ｜
２ ｝を形成し、 ここで、 ＶＴ ＝前記第１フィルタ出力でのターゲットの複素数
電圧出力； ＶＩ ＝前記第２フィルタ出力でのターゲットのイメー
ジの複素数電圧出力； ｆ）前記第１及び第２判別式から位相（φ）及びゲイン
（ρ）エラーを計算し、 ｇ）前記位相及びゲインエラーに基づいて、第１及び第
２校正因数（各々ｍ及びｎ）を計算し、及びｈ）前記校
正因数を前記位相おｙｂ意ゲインの不均等エラーを校正
するために使用し、以上のステップを有することを特徴
とする方法。 - 【請求項６】 前記ステップｈ）は、Ｉ´＝Ｉ Ｑ´＝ｍＱ−ｍＩ ここでＱ´は校正されたクワドラチュア信号、及びＩ´
は前記受信した同相信号Ｉに等しく設定され、とするス
テップを含むことを特徴とする請求項５記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/624,951 US5105195A (en) | 1990-12-10 | 1990-12-10 | System and method for compensation of in-phase and quadrature phase and gain imbalance |
| US624951 | 1990-12-10 |
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|---|---|
| JPH04269683A true JPH04269683A (ja) | 1992-09-25 |
| JP2581862B2 JP2581862B2 (ja) | 1997-02-12 |
Family
ID=24503998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3324504A Expired - Fee Related JP2581862B2 (ja) | 1990-12-10 | 1991-12-09 | 同期検出器を有するレーダ受信器における位相及びゲインの不均等エラーを校正する方法 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5105195A (ja) |
| EP (1) | EP0490275A3 (ja) |
| JP (1) | JP2581862B2 (ja) |
| CA (1) | CA2054995C (ja) |
| IL (1) | IL100053A (ja) |
| NO (1) | NO180809C (ja) |
| TR (1) | TR26255A (ja) |
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