NO180809B - Fremgangsmåte til korrigering av fasefeil og forsterkningsfeil - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører behandling av radar-signaler. Mer bestemt gjelder foreliggende oppfinnelse fremgangsmåte til korrigering av fasefeil og forsterkningsfell som skyldes ubalanse i en synkron detektor, omfattende

å innføre et signal i detektoren og ekstrahere fra denne et mottatt signal og et tilsvarende skyggesignal, å innføre det mottatte signal i et første Dopplerfilter, og å innføre skyggesignalet i et andre Dopplerfilter.

Selv om foreliggende oppfinnelse her er beskrevet under henvisning til illustrerende utførelsesformer for bestemte anvendelser, skal det påpekes at oppfinnelsen ikke er begrenset til dette. De som har vanlige kunnskaper på området og adgang til de opplysninger som finnes i denne beskrivelse vil kunne komme frem til ytterligere modifikasjoner, anvendelser og utførelser innenfor oppfinnelsens omfang og ytterligere felt der foreliggende oppfinnelse vil kunne være av betydelig nytte.

Koherente radarer måler hastigheten på siktemålet langs synslinjen ved å bestemme dopplerfrekvensens forskyvning i det mottatte returnerte radarsignal. I et typisk tilfelle benyttes en I/Q synkrondetektor til å danne I- og Q—kompo-nentene i det mottatte signal. Disse komponenter blir deretter digitalisert og behandlet i en digital FFT (Fast Fourier Transform) for å danne dopplerfiltere med smale bånd. Hvis et signal med en enkel frekvens føres til en ideell mottaker uten fasefeil eller forsterkningsfell, vil signalet opptre i ett filter ved dopplerfilterets utgang. Hvis I— og Q—kanalene ikke har nøyaktig samme forsterkning eller om faseforskyvningen mellom de to kanaler ikke er nøyaktig 90° , vil et uekte signal, vanligvis betegnet som "skyggesignal" fremkomme ved utgangen for dopplersignalprosessoren. Størrelsen på det uekte signal er direkte proporsjonal med forsterkningsfell og fasefeil mellom de to kanaler. Frekvensen for det uekte signal er lik frekvensen for det sanne signal, men med motsatt fasedreining.

I en digital dopplerfiltersats med N filtere nummerert fra 0 til N-l med et signal i filteret k, vil skyggesignalet opptre i filteret N—k—1. Dette uekte signal kan feilaktig oppfattes som et reelt signal eller kan dekke over returnerende reelle målsignaler. Det er derfor på dette området behov for en teknikk som kan redusere størrelsen på det uekte signal.

En teknikk til kontroll med ubalanse når det gjelder fase og forsterkning, medfører oppbygning av radarmottakerens maskinvare etter meget strenge spesifikasjoner. For eksempel vil fagfolk på området være klar over at for å sikre at skyggesignalet ligger 25 dB under retursignalet må forsterkningsfell og fasefeil ligge på omtrent 0,5 dB resp. 5°. Ved anvendelser der disse toleranser må opprettholdes over et stort temperaturområde og/eller der omfattende måling og tilpasning av kretskomponentenes verdi ikke er kostnads-effektiv, må ytterligere kompliserte detaljer tilføyes mottakerkonstruksjonen for å sikre at toleransene overholdes. Jo sterkere kravet er til mindre skyggesignal, desto mer komplisert blir oppbygningen av mottakeren.

Til ytterligere belysning av den kjente teknikk skal det vises til IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS, vol. 17, no. 1, Januar 1981, New York, US, sidene 131-137; FE. CHURCHILL ET AL.: "The correction of I an Q errors in a coherent processor", der det beskrives en fremgangsmåte til korrigering av fasefeil og forsterkningsfell som skyldes ubalanse i synkrone detektorer, samt EP publ. patentsøknad 48 229 som viser et arrangement for ovennevnte formål, hvor arrangementet har en anordning (RN) for påvisning av fasefeil og forsterkningsfell på grunn av ubalanse, samt beregning av en korreksjonsfaktor basert på de påviste fasefeil og forsterkningsfell, og en ytterligere anordning (KE) for korrigering av fasefeil og forsterkningsfell .

Det foreligger således på dette området et behov for en enkel teknikk som ville gjøre det mulig å måle ubalanse når det gjelder fase og forsterkning og fjerne feil i sann tid. Dette ville gjøre det mulig å tilfredsstille kravene til skyggesignaler ved hjelp av en forenklet og mindre kostbar analog mottakerutførelse som er bygget etter mindre strenge toleranser.

Fremgangsmåten, ifølge oppfinnelsen, kjennetegnes ved å danne en første diskriminant g=Re< V-j-xVj/| V-pl 2) ;

å danne en andre diskriminant h=Im{ VfxVj/| V-j-l 2) ;

der:

V-p = den komplekse spenningsutmatning for et mål på utgangen av det første filter, og Vj = den komplekse spenningsutmatning for et skyggesignal av målet på utgangen av det annet filter, å beregne en fasefeil (0) og forsterkningsfell (p) på grunnlag av de første og andre diskriminanter ifølge forholdene:

og

å beregne de første og andre korreksjonsfaktorer (henholdsvis m og n) basert på de nevnte fasefeil og forsterkningsfell ifølge forholdende:

og

å anvende korreksjonsfaktorene for å korrigere fasefeil og forsterkningsfell som skyldes ubalanse.

Ifølge en ytterligere utførelsesform av fremgangsmåten der korreksjonsfaktorene anvendes dannes I' og Q' ifølge forholdene:

I<*>= I

Q' = mO - ni

der Q' er det korrigerte kvadratursignal og I' er stilt lik det mottatte i—fasesignal I.

Oppfinnelsen vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der:

Figur 1 viser mottakeren ifølge oppfinnelsen, og

figur 2 viser som illustrasjon en virkeliggjørelse av kompensasjonskretsen ifølge foreliggende oppfinnelse.

Illustrerende utførelsesformer og eksempler på anvendelser vil nå bli beskrevet under henvisning til tegningene for å vise fordelene ved foreliggende oppfinnelse.

Figur 1 viser mottakeren 10 ifølge oppfinnelsen innbefattende en synkrondetektor 12 med en forsterkningsubalanse på +p og

-p og en faseubalanse på +$ og -$ i henholdsvis I-kanalen og U-kanalen. Det mottatte signal er i formen cosinus [(a>+a)t+6] der co representerer IF (mellomfrekvens) og LO (lokal-oscillator) frekvens, a representerer dopplerfrekvensen og 0 representerer den opprinnelige fase for mellomfrekvensens inngangssignal. Kvadraturblandere 14 og 16 tjener til å frembringe i-fase- og kvadratursignalkomponentene i det mottatte signal ved å blande det mottatte signal med cosinus og minus-sinus funksjoner for lokaloscillatorens frekvens co. En faseubalanse er representert av $ leddene i cosinus og

sinusuttrykkene som er innmating til kvadraturblanderne 14 og 16. Forsterkere 18 og 20 tjener til å forsterke kvadratursignalene. En forsterkningsubalanse er representert av p forsterkningsleddene som er vist i forsterkerne 18 og 20. Den synkrone detektor 12 er komplett med lavpassfiltere 22 og 24 for I—kanalen og Q—kanalen.

I henhold til vanlige kunnskaper blir utmatning fra den synkrone detektor 12 digitalisert med analog—til—digital-omformere 26 og 28 og ført som innmatning til en digital signalprosessor 32. Signalprosessoren utfører komplekse, hurtige Fourier transformasjoner for å omforme det digitale signal i tidsverdiområdet til data i frekvensverdiområdet.

I henhold til den foreliggende lære blir de komplekse utganger fra Fourier transformeringen (FFT) sendt til en universell datamaskin 34 og benyttet til å frembringe to korreksjonsfaktorer. I den viste utførelsesform blir de to korreksjonsfaktorer benyttet i en kompensasjonskrets 30 for å korrigere den digitaliserte utmatning fra mottakeren, slik at man fjerner feil som er oppstått i I/Q fasen og i for-sterkningen på grunn av ubalanse.

Figur 2 viser som illustrasjon en virkeliggjørelse av kompensasjonskretsen 30 i foreliggende oppfinnelse. Kompensasjonskretsen 30 innbefatter to digitale multiplikatorer 36 og 38, to datalåser 40 og 42 og en subtraherer 44. Datalåsene 40 og 42 er lastet med korrigeringsfaktorkoeffisienter som er mottatt over en databuss og blir ført som innmatning til kompensasjonskretsen 30 fra den vanlige datamaskin 34 gjennom et datagrensesnitt 46. Deretter blir de digitaliserte I— og Q signaler som er mottatt fra analog—til—digitalomformerne 26 og 28 multiplisert med m og n korreksjonsfaktorene og subtrahert fra hverandre for å avgi den kompenserte kvadra-turutmatning Q'.

Det vises igjen til figur 1, og med ingen kompensasjon påtrykket (dvs. m=log n=0) blir det i mottakeren innført et signal som setter det mottatte signal og skyggesignalene i atskilte dopplerfiltere. To diskriminanter blir da dannet:

der:

Vf = den komplekse utmatning fra målet ved FFT utgangen og

Vj= den komplekse utmatning for skyggen ved FFT utgangen.

Fra g og h kan fasefeilene (0) og forsterkningsfeilene (p) beregnes. Når man kjenner <J> og p, kan to korreksjonsfaktorer m og n bli bestemt. Sluttelig blir verdien for 0 korrigert ved bruk av formelen:

der Q' er det korrigerte kvadratursignal. I—fasesignalet (I) som er ført som innmatning til kompensasjonskretsen er uforandret og føres direkte til utgangen som I'.

Ligningene som utfører korreksjonen representerer en lukket form for løsning og vil på en effektiv måte eliminere det uekte skyggesignal.

I bruk vil I— og 0—utgangene som frembringes av den synkrone detektor 12 med forsterkningsfell og fasefeil være: 2to leddene blir filtrert ut av lavpassfilterne 22 og 24 og gir:

La I-kanalen være referanse og bli ført direkte gjennom kompensasjonskretsen 30. Da vil:

Evis:

vil amplitudene for I' og Q' være identiske, det vil si med lik forsterkning på (1+p) og faseforskjellen vil være gjenopprettet til 90° (kvadraturfase på cos[at+8—$] og sin[at+6-c])] ). Med den rette forsterkning og faseforholdene gjenopprettet er det uønsket uekte skyggesignal eliminert.

Utledning av Q' fra I og Q:

Med ligningen [6], regruppering av Q, multiplisering av hver side med (l+p)/(l—p) og utvikling får man: Imidlertid gir i henhold til ligning [7] og i henhold til ligning [5], slik at:

eller:

der:

Dette viser at hvis det er mulig å behandle de ukorrigerte I— og Q—signaler for å bestemme forsterkningsfell og fasefeil, p og $, kan de to korreksjonsfaktorer m og n beregnes og påtrykkes I og Q for å danne Q' , en Q kanalutgang som er reskalert og justert i fase slik at forsterkningene i de to kanaler er like (1+p) og fasene for de to kanaler er atskilt med 90"(cos[at+Ø-O] og sin[at+0-t|>] ).

Utledning av korreks. ionsfaktorer:

I korthet kan man si at ved behandling av I— og Q—signalene gjennom en kompleks FFT, kan målsignaler og skyggesignaler atskilles i atskilte dopplerfiltere. En diskriminant D dannes ved å manipulere utgangene fra de to dopplerfiltere slik:

der:

V-p = den komplekse utgang fra dopplerf ilteret inneholdende målet; Vj= den komplekse utgang fra dopplerfilteret inneholdende skyggen; l-p = den reelle komponent av V-p;

Q-p = den imaginære komponent av V-p;

lp = den reelle komponent av Vp; og

Op = den imaginære komponent av Vp.

Derfor er:

der: og

Det vil nedenfor bli vist at:

Med fasefeil og forsterkningsfell kjent kan korreksjonsfaktorene m og n finnes ved å sette inn [20] og [21] i [14] og [15]. Dermed kan verdien for Q' beregnes fra [13].

Ved riktig manipulering av utgangene fra dopplerfiltrene som inneholder målsignaler og skyggesignåler kan på denne måte korreksjonsfaktorene beregnes, noe som gjør det mulig å fjerne målskyggen.

Evaluering av p og ti) :

Utvides ligningene [5] og [6] som summer av funksjoner av (at+Ø) og 0 gir:

Derfor er:

Omgruppering av leddene med en felles faktor for cos§ eller jsin(J) gir:

Og avsluttende utfakturering av [cos(at+8)+jsin(at+0)] og [cos(at+0)-jsin(at+6)] leddene gir:

De som har kunnskaper på dette området vil kjenne igjen leddet i formen A[cos(at+6 )+j sin(oct+6)] som den komplekse form for en sinusformet bølge med amplituden A, frekvensen a/2n og opprinnelig fase 6. På tilsvarende måte er uttrykket i formen A[cos(at+0)-jsin(at+©)] den komplekse form for en sinusformet bølge med amplituden A, frekvensen -a/2n (motsatt dreieretning) og opprinnelig fase -0. Disse to frekvenser vil bli trukket ut av to atskilte filtre i FFT 32. Utgangsfølsom- heten for hvert filter vil være proporsjonal med signalampli-tuden A og fasen vil være lik den opprinnelige fase Q.

For signalet I+jQ i ligning [27] trekker FFT 32 ut +a og -a frekvensene, slik at de komplekse FFT utganger er mål-spenningen, V-j-: og skyggesignalets spenning, Vj:

der eksponentlalleddet e<±>3<Q>er benyttet for å uttrykke den opprinnelige fase, cos(G^jsinC©).

Anvendes nå ligning [16] for å danne diskriminanten D får man:

Merk at for små forsterkningsfell og fasefeil er gzp og h^cosøsinøst 1/2)sin(0/2).

Løses ligning [32] med hensyn på cos^d) og sin^cj) uttrykt som g og p gir:

Innsetning av ligningene [36] og [38] i ligning [33] setter oss i stand til en løsning med hensyn på forsterkningens p ubalanse uttrykt som g og h som ble beregnet ut fra FFT utgangene. Dermed fåes:

Da man fra ligning [32] gs:p når det gjelder to røtter for p, er den ene av interesse denne:

Rearrangering av ligning [36] setter oss i stand til å løse med hensyn på faseubalanse $ uttrykt som den målte verdi g og den beregnede verdi p fra ligning [45]. Dermed fåes:

Denne utledning viser at fasefeil og forsterkningsfell $ og p kan beregnes ut fra diskriminantene g og h som ble beregnet på grunnlag av utgangen fra FFT filterne 32 inneholdende målsignaler og skyggesignaler.

Beregning av korreksjonsfaktorene m og n:

Som vist i ligningene [14] og [15] ovenfor er:

Dermed blir korreksjonsfaktorene m og n beregnet av den alminnelig anvendelige datamaskin 34 og matet tilbake til kompensasjonskretsen 30. Kompensasjonskretsen 30 justerer et av kvadratursignalene i overensstemmelse med ligning [13]: Hvis det bare finnes en forsterkningsfell fåes I dette spesielle tilfellet (eller hvis virkningen av fasefeil utelates) kan kompensasjon oppnås ved bare å bruke en multiplikasjon siden koeffisienten n er lik null.

Kalibrering:

Et målsignal anvendes i et dopplerfilter slik at målfilteret og skyggefilteret blir atskilt. De reelle og imaginære utganger fra FFT er utganger til datamaskinen og ligningene

[32] og [33] brukes slik:

Mottakeren 10 er beregnet til bruk i et radarsystem for eksempel for en rakett (missil) (ikke vist).

Dermed er foreliggende oppfinnelse her blitt beskrevet under henvisning til en bestemt utførelse for et bestemt formål. Fagfolk på området som har adgang til de foreliggende informasjoner vil være klar over ytterligere modifikasjoner, anvendelser og utførelser innenfor oppfinnelsens omfang.

Det er derfor hensikten at de følgende krav skal dekke alle mulige ytterligere anvendelser, modifikasjoner og utførelser innenfor rammen av den foreliggende oppfinnelse.

Claims (2)

1. Fremgangsmåte til korrigering av fasefeil og forsterkningsfell som skyldes ubalanse i en synkron detektor, omfattende a) å innføre et signal i detektoren og ekstrahere fra denne et mottatt signal og et tilsvarende skyggesignal, b) å innføre det mottatte signal i et første Dopplerfilter, og c) å innføre skyggesignalet i et andre Dopplerfilter, karakterisert ved at d ) å danne en første diskriminant g=Re{V-pxVp/| V-p| 2>; e) å danne en andre diskriminant h=Im(V-pxVp/ | V-p | 2>; der: V-p = den komplekse spenningsutmatning for et mål på utgangen av det første filter, og Vp = den komplekse spenningsutmatning for et skyggesignal av målet på utgangen av det annet filter,f) å beregne en fasefeil ($) og forsterkningsfell (p) på grunnlag av de første og andre diskriminanter ifølge forholdene:

og

g) å beregne de første og andre korreksjonsfaktorer (henholdsvis m og n) basert på de nevnte fasefeil og forsterkningsfell ifølge forholdende:

og h) å anvende korreksjonsfaktorene for å korrigere fasefeil og forsterkningsfell som skyldes ubalanse.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at trinnet h) innbefatter trinnet å danne I' og Q' ifølge forholdene:

der 0' er det korrigerte kvadratursignal og I' er stilt lik det mottatte i—fasesignal I.