JPH042216A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPH042216A JPH042216A JP2103418A JP10341890A JPH042216A JP H042216 A JPH042216 A JP H042216A JP 2103418 A JP2103418 A JP 2103418A JP 10341890 A JP10341890 A JP 10341890A JP H042216 A JPH042216 A JP H042216A
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- signal
- signals
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims description 32
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 9
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000005405 multipole Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は周波数変換回路に関し、特に論理回路のみで構
成された周波数変換回路に関する。
成された周波数変換回路に関する。
従来の周波数変換回路として、例えば第6図に示すもの
が提案されている。この周波数変換回路は、入力端子3
1に人力された信号は緩衝増幅器33、電力増幅器35
で+10dBm程度に増幅される。また入力端子32に
入力された信号は緩衝増幅器34で増幅される。そして
、それぞれ増幅された信号はダイオードミキサで構成さ
れる平衡乎調器36で各信号の周波数の和と差の周波数
成分が出力される。その後、ろ波器37を通して不要な
周波数成分をろ波し、緩衝増幅器38で増幅して出力端
子39に周波数変換された出力信号を得ている。
が提案されている。この周波数変換回路は、入力端子3
1に人力された信号は緩衝増幅器33、電力増幅器35
で+10dBm程度に増幅される。また入力端子32に
入力された信号は緩衝増幅器34で増幅される。そして
、それぞれ増幅された信号はダイオードミキサで構成さ
れる平衡乎調器36で各信号の周波数の和と差の周波数
成分が出力される。その後、ろ波器37を通して不要な
周波数成分をろ波し、緩衝増幅器38で増幅して出力端
子39に周波数変換された出力信号を得ている。
また、従来の他の周波数変換回路として第7図に示すも
のが提案されている。この周波数変換回路は、入力端子
41.42に入力された信号の一部をπ/2移相回路4
3.44で位相変換する。
のが提案されている。この周波数変換回路は、入力端子
41.42に入力された信号の一部をπ/2移相回路4
3.44で位相変換する。
そして、乗算回路45.46において他の一部の信号と
、位相変換された信号とを交差的に乗算し、かつ各出力
を加算回路47において加算することで、出力端子48
に周波数変換された出力信号を得ている。
、位相変換された信号とを交差的に乗算し、かつ各出力
を加算回路47において加算することで、出力端子48
に周波数変換された出力信号を得ている。
すなわち、入力端子41の信号をcos (ωIt+α
)、入力端子42の信号をcos (ω2t+β)とす
ると、これらを演算した出力端子48には、cos((
ω1−ω2)t+(α−β)〕のように、2つの入力信
号の差の周波数のみが表れる。しかし広帯域なπ/2移
相回路を実現することは、複雑なディジタル信号処理、
または多極の回路網に依らなければならず、製作は困難
である。
)、入力端子42の信号をcos (ω2t+β)とす
ると、これらを演算した出力端子48には、cos((
ω1−ω2)t+(α−β)〕のように、2つの入力信
号の差の周波数のみが表れる。しかし広帯域なπ/2移
相回路を実現することは、複雑なディジタル信号処理、
または多極の回路網に依らなければならず、製作は困難
である。
上述した第6図の周波数変換回路は、平衡変調器36で
2つの信号の周波数の和と差の周波数を発生させるため
、和と差の一方を選択して取り出すためのろ波器37が
外部部品として必要になり、回路の集積化を実現するこ
とが難しいという問題がある。
2つの信号の周波数の和と差の周波数を発生させるため
、和と差の一方を選択して取り出すためのろ波器37が
外部部品として必要になり、回路の集積化を実現するこ
とが難しいという問題がある。
また、平衡変調器36の一方の入力には10dBm程度
の入力が必要であるため、小型の電力増幅器35が必要
とされる。さらに、周波数変換回路のシンセサイザ等へ
の応用を考えると、その入出力はロジック回路であるこ
とが多いため、50Ω系のRF回路とロジック回路との
インターフェイス回路が必要になる。このため、回路が
さらに複雑化することになる。
の入力が必要であるため、小型の電力増幅器35が必要
とされる。さらに、周波数変換回路のシンセサイザ等へ
の応用を考えると、その入出力はロジック回路であるこ
とが多いため、50Ω系のRF回路とロジック回路との
インターフェイス回路が必要になる。このため、回路が
さらに複雑化することになる。
一方、第7図の周波数変換回路は、π/2移相回路43
.44が必要とされるが、広帯域のπ/2移相回路を実
現するためには、複雑なディジタル信号処理や多極の回
路網によらねばならず、この種の周波数変換回路を簡易
にしかも小型に構成することは極めて困難である。
.44が必要とされるが、広帯域のπ/2移相回路を実
現するためには、複雑なディジタル信号処理や多極の回
路網によらねばならず、この種の周波数変換回路を簡易
にしかも小型に構成することは極めて困難である。
本発明の目的は、これらの問題を解消して簡易な構成で
かつ集積化を可能にした周波数変換回路を提供すること
にある。
かつ集積化を可能にした周波数変換回路を提供すること
にある。
本発明の周波数変換回路は、第1および第2の入力信号
を1/4に分周しかつπ/2位相のずれた2つの信号と
する第1および第2の2ビットジョンソンカウンタと、
これら2ビットジョンソンカウンタのそれぞれ対応する
位相同士の信号の排他的論理和をとる第1および第2の
排他的ノアゲートと、これら排他的ノアゲートの出力の
正論理および負論理の各論理積をとる論理回路と、この
論理回路の出力によりセット、リセットされて信号を出
力するラッチ回路とで構成される。
を1/4に分周しかつπ/2位相のずれた2つの信号と
する第1および第2の2ビットジョンソンカウンタと、
これら2ビットジョンソンカウンタのそれぞれ対応する
位相同士の信号の排他的論理和をとる第1および第2の
排他的ノアゲートと、これら排他的ノアゲートの出力の
正論理および負論理の各論理積をとる論理回路と、この
論理回路の出力によりセット、リセットされて信号を出
力するラッチ回路とで構成される。
例えば、論理回路は、第1および第2の排他的ノアゲー
トの各出力が正論理出力のときにラッチ回路をセットし
、各出力が負論理出力のときにラッチ回路をリセットす
るよう構成される。
トの各出力が正論理出力のときにラッチ回路をセットし
、各出力が負論理出力のときにラッチ回路をリセットす
るよう構成される。
本発明によれば、第1および第2の入力信号をそれぞれ
1/4に分周し、かつ両信号の周波数差の周波数信号を
出力信号として得ることができる。
1/4に分周し、かつ両信号の周波数差の周波数信号を
出力信号として得ることができる。
次に、本発明を図面を参照して説明する。
第1図は本発明の周波数変換回路の一実施例のブロック
図である。第1の入力端子lおよび第2の入力端子2に
はそれぞれ第1の2ビツトジゴンソンカウンタ3および
第2の2ピントジヨンソンカウンタ4が接続される。こ
れら2ビツトジゴンソンカウンタは、例えば第2図に示
すように、2つのフリップフロップ11.12で構成さ
れ、1つの入力端子Aと、2つの出力端子B、Cを備え
ている。そして、第3図にタイミングを示すように、入
力端子Aに入力された信号を1/4分周し、かつπ/2
位相のずれた信号を出力端子B、Cから出力する。
図である。第1の入力端子lおよび第2の入力端子2に
はそれぞれ第1の2ビツトジゴンソンカウンタ3および
第2の2ピントジヨンソンカウンタ4が接続される。こ
れら2ビツトジゴンソンカウンタは、例えば第2図に示
すように、2つのフリップフロップ11.12で構成さ
れ、1つの入力端子Aと、2つの出力端子B、Cを備え
ている。そして、第3図にタイミングを示すように、入
力端子Aに入力された信号を1/4分周し、かつπ/2
位相のずれた信号を出力端子B、Cから出力する。
前記第1及び第2の2ピントジョンソンカウンタ3,4
はそれぞれ出力端子B、Cからの出力をそれぞれ取り替
えるように各出力を第1の排他的ノアゲート5および第
2の排他的ノアゲート6に入力させる。更に、これら第
1及び第2の排他的ノアゲート5.6の各出力をそれぞ
れナントゲート7、オアゲート8に入力させる。
はそれぞれ出力端子B、Cからの出力をそれぞれ取り替
えるように各出力を第1の排他的ノアゲート5および第
2の排他的ノアゲート6に入力させる。更に、これら第
1及び第2の排他的ノアゲート5.6の各出力をそれぞ
れナントゲート7、オアゲート8に入力させる。
そして、ナントゲート7の出力をRSラッチ回路9のセ
ット端子に、オアゲート8の出力を該RSラッチ回路9
のリセット端子にそれぞれに入力させ、このRSラッチ
回路9から出力を取り出している。
ット端子に、オアゲート8の出力を該RSラッチ回路9
のリセット端子にそれぞれに入力させ、このRSラッチ
回路9から出力を取り出している。
次に、第4図のタイミング図を用いて第1図の回路の動
作を説明する。今、第1の入力端子1に周波数f、の信
号が入力され、第2の入力端子2に周波数f12の信号
が入力されているものとする。
作を説明する。今、第1の入力端子1に周波数f、の信
号が入力され、第2の入力端子2に周波数f12の信号
が入力されているものとする。
第1の入力端子1に入力された信号aは、第1の2ビッ
トジョンソンカウンタ3で1/4に分周され、π/2位
相のずれた2つの信号す、cとなる。同様に、第2の入
力端子2に入力された信号Cは、第2の2ビットジョン
ソンカウンタ4で1/4に分周され、かつπ/2位相の
ずれた2つの信号d、eとされる。
トジョンソンカウンタ3で1/4に分周され、π/2位
相のずれた2つの信号す、cとなる。同様に、第2の入
力端子2に入力された信号Cは、第2の2ビットジョン
ソンカウンタ4で1/4に分周され、かつπ/2位相の
ずれた2つの信号d、eとされる。
ついで、信号すとeを第1の排他的ノアゲート5に入力
させて信号gを出力させ、同様に信号Cとfを第2の排
他的ノアゲート6に入力させて信号りを出力させる。そ
して、これら信号g、hをナントゲート7およびオアゲ
ート8を通して得られる正論理および負論理の各論理積
の信号iをRSラッ千回路9のセント端子、リセット端
子に入力することで、信号jを出方する。ここでは、信
号gとhが共に“H”のときにナントゲート7がらの信
号でRSラッチ回路9をセットし、信号gとhが共に“
L”のときにオアゲート8がらの信号でRSラッチ回路
9をリセットする。
させて信号gを出力させ、同様に信号Cとfを第2の排
他的ノアゲート6に入力させて信号りを出力させる。そ
して、これら信号g、hをナントゲート7およびオアゲ
ート8を通して得られる正論理および負論理の各論理積
の信号iをRSラッ千回路9のセント端子、リセット端
子に入力することで、信号jを出方する。ここでは、信
号gとhが共に“H”のときにナントゲート7がらの信
号でRSラッチ回路9をセットし、信号gとhが共に“
L”のときにオアゲート8がらの信号でRSラッチ回路
9をリセットする。
この出力信号jの周波数r0は、結果として信号aの1
/4分周と、信号dの1/4分周の差、すなわち、 f o = f II/ 4 f 12/ 4となる
。
/4分周と、信号dの1/4分周の差、すなわち、 f o = f II/ 4 f 12/ 4となる
。
第5図は第1図に示した周波数変換回路を用いて、10
.7M H2±4.5 KH,の出力周波数を得るFS
K変調器を構成した例である。
.7M H2±4.5 KH,の出力周波数を得るFS
K変調器を構成した例である。
第5図において、10は第1図の構成の周波数変換回路
であり、ここではこの周波数変換回路1゜を2つ利用し
ている。すなわち、電圧制御発振器21からの出力信号
と基準周波数発振器22がらの信号とを1つの周波数変
換回路1oにおいて周波数変換し、この周波数変換した
信号を可変分周器23で分周して位相比較器24に入力
させる。
であり、ここではこの周波数変換回路1゜を2つ利用し
ている。すなわち、電圧制御発振器21からの出力信号
と基準周波数発振器22がらの信号とを1つの周波数変
換回路1oにおいて周波数変換し、この周波数変換した
信号を可変分周器23で分周して位相比較器24に入力
させる。
この位相比較器24は前記基準周波数発振器22の出力
を固定分周器25で分周した出力との位相を比較し、そ
の出力をループフィルタ26を通して前記電圧制御発振
器21に帰還させることでPLL(位相同期ループ)を
構成している。また、前記電圧制御発振器21の出力を
固定分周器27で分周した後、この分周信号と前記基準
周波数発振器22の信号とを他の周波数変換回路10で
周波数変換してFSK出力を得ている。
を固定分周器25で分周した出力との位相を比較し、そ
の出力をループフィルタ26を通して前記電圧制御発振
器21に帰還させることでPLL(位相同期ループ)を
構成している。また、前記電圧制御発振器21の出力を
固定分周器27で分周した後、この分周信号と前記基準
周波数発振器22の信号とを他の周波数変換回路10で
周波数変換してFSK出力を得ている。
二〇FSK変調器では、可変分周器23の分周比をデー
タ入力端子28から入力されるデータで切り替えること
により、FSK出力を得ることができる。
タ入力端子28から入力されるデータで切り替えること
により、FSK出力を得ることができる。
ここでは、電圧制御発振器21の発振周波数を80±1
.8MH2とし、基準周波数発振器22の発振周波数を
42MH2としている。
.8MH2とし、基準周波数発振器22の発振周波数を
42MH2としている。
このようにして第1図の周波数変換回路でFSK変調器
を構成すると、この例でも示したように通常のFSX変
調器はPLLシンセサイザ化されて周波数変換回路の前
後がロジックレベルで動作していることが多いため、第
1図の周波数変換回路のように、入出力インターフェイ
スが論理回路で構成されているものは、ロジック→RF
系(50Ω)、RF系→ロジックへのレベル変換回路が
少なくて済むという利点がある。
を構成すると、この例でも示したように通常のFSX変
調器はPLLシンセサイザ化されて周波数変換回路の前
後がロジックレベルで動作していることが多いため、第
1図の周波数変換回路のように、入出力インターフェイ
スが論理回路で構成されているものは、ロジック→RF
系(50Ω)、RF系→ロジックへのレベル変換回路が
少なくて済むという利点がある。
以上説明したように本発明は、2つの2ビツトジツンソ
ンカウンタと、2つの排他的ノアゲートと、論理回路と
、ラッチ回路で構成され、第1および第2の入力信号を
それぞれ1/4に分周し、かつ両信号の周波数差の周波
数信号を出力信号として得るこことができるので、周波
数変換回路を論理回路だけで構成し、外付けのる波器や
電力増幅器等を不要にして簡易化、集積化を実現すると
ともに、細かい調整を不要にして広い帯域に渡って周波
数変換を行うことができる効果がある。
ンカウンタと、2つの排他的ノアゲートと、論理回路と
、ラッチ回路で構成され、第1および第2の入力信号を
それぞれ1/4に分周し、かつ両信号の周波数差の周波
数信号を出力信号として得るこことができるので、周波
数変換回路を論理回路だけで構成し、外付けのる波器や
電力増幅器等を不要にして簡易化、集積化を実現すると
ともに、細かい調整を不要にして広い帯域に渡って周波
数変換を行うことができる効果がある。
第1図は本発明の周波数変換回路の一実施例の回路図、
第2図は2ビットジョンソンカウンタの回路図、第3図
は2ビットジョンソンカウンタのタイミング図、第4図
は第1図の周波数変換回路のa −jの各部の信号タイ
ミング図、第5図は本発明の周波数変換回路をFSK変
調器に適用した回路図、第6図および第7図はそれぞれ
従来の異なる周波数変換回路の回路図である。 1・・・第1の入力端子、2・・・第2の入力端子、3
・・・第1の2ビットジョンソンカウンタ、4・・・第
2の2ビットジョンソンカウンタ、5・・・第1の排他
的ノアゲート、6・・・第2の排他的ノアゲート、7・
・・ナントゲート、8・・・オアゲート、9・・・RS
ラッチ回路、10・・・周波数変換回路、11.12・
・・フリップフロップ、21・・・電圧制御発振器、2
2・・・基準周波数発振器、23・・・可変分周器、2
4・・・位相比較器、25・・・固定分周器、26・・
・ループフィルタ、27・・・固定分周器、28・・・
データ入力端子、31.32・・・入力端子、33.3
4・・・緩衝増幅器、35・・・電力増幅器、36・・
・平衡変調器(ダイオードミキサ)、37・・・ろ波器
、38・・・緩衝増幅器、39・・・出力端子、4L4
2・・・入力端子、43.44・・・π/2移相回路、
45.46・・・乗算回路、47・・・加算回路、48
・・・出力端子。
第2図は2ビットジョンソンカウンタの回路図、第3図
は2ビットジョンソンカウンタのタイミング図、第4図
は第1図の周波数変換回路のa −jの各部の信号タイ
ミング図、第5図は本発明の周波数変換回路をFSK変
調器に適用した回路図、第6図および第7図はそれぞれ
従来の異なる周波数変換回路の回路図である。 1・・・第1の入力端子、2・・・第2の入力端子、3
・・・第1の2ビットジョンソンカウンタ、4・・・第
2の2ビットジョンソンカウンタ、5・・・第1の排他
的ノアゲート、6・・・第2の排他的ノアゲート、7・
・・ナントゲート、8・・・オアゲート、9・・・RS
ラッチ回路、10・・・周波数変換回路、11.12・
・・フリップフロップ、21・・・電圧制御発振器、2
2・・・基準周波数発振器、23・・・可変分周器、2
4・・・位相比較器、25・・・固定分周器、26・・
・ループフィルタ、27・・・固定分周器、28・・・
データ入力端子、31.32・・・入力端子、33.3
4・・・緩衝増幅器、35・・・電力増幅器、36・・
・平衡変調器(ダイオードミキサ)、37・・・ろ波器
、38・・・緩衝増幅器、39・・・出力端子、4L4
2・・・入力端子、43.44・・・π/2移相回路、
45.46・・・乗算回路、47・・・加算回路、48
・・・出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、第1の入力信号を1/4に分周しかつπ/2位相の
ずれた2つの信号とする第1の2ビットジョンソンカウ
ンタと、第2の入力信号を1/4に分周しかつπ/2位
相のずれた2つの信号とする第2の2ビットジョンソン
カウンタと、これら各2ビットジョンソンカウンタのそ
れぞれ対応する位相の信号同士の排他的論理和をとる第
1および第2の排他的ノアゲートと、これら排他的ノア
ゲートの出力の正論理および負論理の各論理積をとる論
理回路と、この論理回路の出力によりセット、リセット
されて信号を出力するラッチ回路とを備えることを特徴
とする周波数変換回路。 2、論理回路は、第1および第2の排他的ノアゲートの
各出力が正論理出力のときにラッチ回路をセットし、各
出力が負論理出力のときにラッチ回路をリセットするよ
うに構成してなる特許請求の範囲第1項記載の周波数変
換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2103418A JP2580833B2 (ja) | 1990-04-19 | 1990-04-19 | 周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2103418A JP2580833B2 (ja) | 1990-04-19 | 1990-04-19 | 周波数変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH042216A true JPH042216A (ja) | 1992-01-07 |
JP2580833B2 JP2580833B2 (ja) | 1997-02-12 |
Family
ID=14353500
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2103418A Expired - Fee Related JP2580833B2 (ja) | 1990-04-19 | 1990-04-19 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2580833B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6046628A (en) * | 1997-06-24 | 2000-04-04 | Nec Corporation | Demodulating device comprising a small circuit and a small consumption power |
US6750682B2 (en) | 2001-11-07 | 2004-06-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method of and apparatus for detecting difference between frequencies, and phase locked loop circuit |
JP2009159597A (ja) * | 2007-12-26 | 2009-07-16 | Dongbu Hitek Co Ltd | 1/4周期遅延クロック発生器 |
WO2010004747A1 (ja) * | 2008-07-09 | 2010-01-14 | パナソニック株式会社 | 多相クロック分周回路 |
-
1990
- 1990-04-19 JP JP2103418A patent/JP2580833B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6046628A (en) * | 1997-06-24 | 2000-04-04 | Nec Corporation | Demodulating device comprising a small circuit and a small consumption power |
US6750682B2 (en) | 2001-11-07 | 2004-06-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method of and apparatus for detecting difference between frequencies, and phase locked loop circuit |
US6842049B2 (en) | 2001-11-07 | 2005-01-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method of and apparatus for detecting difference between the frequencies, and phase locked loop circuit |
JP2009159597A (ja) * | 2007-12-26 | 2009-07-16 | Dongbu Hitek Co Ltd | 1/4周期遅延クロック発生器 |
WO2010004747A1 (ja) * | 2008-07-09 | 2010-01-14 | パナソニック株式会社 | 多相クロック分周回路 |
JPWO2010004747A1 (ja) * | 2008-07-09 | 2011-12-22 | パナソニック株式会社 | 多相クロック分周回路 |
US8319531B2 (en) | 2008-07-09 | 2012-11-27 | Panasonic Corporation | Multi-phase clock divider circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2580833B2 (ja) | 1997-02-12 |
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