JPH0415404B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は低周波励振方式の電磁流量計における
ノイズ除去に関し、商用電源周波数ノイズ（以
下、商用周波ノイズと称す。）など周波数が変動
しやすく且つ大きいノイズを効果的に除去できる
ようにしたものである。

従来の電磁流量計での商用周波ノイズの除去と
しては、電極からの信号を商用電源周波数の周期
の1/2〜整数倍のサンプリング幅でサンプリング
し、得られた信号を平滑する方法がとられてい
る。例をあげて説明する。例えば第１図ａの如く
基本周波数が商用電源周波数の1/8の矩形波で励
磁電流を流すと同じ波形の流量信号が発生する
が、これには同図ｂの商用周波ノイズが重畳す
る。そこで同図ｃの如く商用電源周波数の１周期
の幅でサンプリングしこれを平滑すると、サンプ
リング毎に商用周波数ノイズが消える。なお、同
図ｄの如くサンプリング幅が商用電源周波数の1/
２周期であれば、全波整流後に平滑することによ
り消える。

しかしこの種のサンプリングと平滑によるノイ
ズ除去では、サンプリング幅と一定関係の周波数
のノイズは有効に除去できるが、周波数が僅かに
でもずれるとノイズを除去できなくなり平滑出力
にビートが生じ測定誤差の原因となる。特に商用
電源周波数は変動が大きく、しかも商用周波数ノ
イズは一般に流量信号よりも相当大きいので問題
である。なお、商用周波ノイズが相当大きいこと
から、これにより平滑回路前後の増幅回路が飽和
したり、あるいはビートにより後段の演算回路が
飽和してしまうことがある。

本発明は上記従来技術に鑑み、商用周波ノイズ
など周波数が変動しやすく且つ大きいノイズを確
実に除去できる電磁流量計を提供することを目的
とする。

本発明はフーリエ空間における流量信号波形と
ノイズ波形との際立つた差異に注目して開発した
ものである。低周波励振方式の電磁流量計では、
一般に励磁電流の波形が矩形波であり且つその基
本周波数が商用電源周波数の偶数分の１であるか
ら、フーリエ空間内で流量信号の波形と商用周波
ノイズの波形を比較すると、第２図に示される如
く両者をはつきり区別できる。第２図は第１図ａ
とｂで示される時間軸上の流量信号波形と商用周
波ノイズ波形とをフーリエ空間内（周波数軸）で
比較したものであり、商用周波ノイズＢは50Hzや
60Hzであるが、流量信号Ａは50（2n−１）／８Hz又は 60（2n−１）／８Hz（但し、ｎは正整数）であり50Hz や60Hzは全く含まない。更に、商用周波ノイズＢ
の大きさはその周波数付近では流量信号Ａの大き
さよりも際立つて大きい。

つまり、電極からの信号をフーリエ変換すれば
流量信号波形とノイズ波形とを明確に判別できる
ので、フーリエ成分のうち流量信号波形以外のノ
イズ波形に対応するものを引算してフーリエ空間
のノイズ波形をゼロとすることによりノイズを除
去できる。但き、フーリエ空間内ではフーリエ成
分の大きさは情報として残るが位相については情
報がない。そのため除去対象のフーリエ成分と引
算に用いる信号との位相が必ずしも一致せず、ノ
イズを消去できないことがある。この対策として
は、ノイズ除去用信号を移相回路に通し、ノイズ
成分がゼロとなるように移相量を制御すれば良
い。ノイズ成分の残留量は同じくフーリエ変換に
よつて明確に知ることができる。

第３図は本発明の一実施例に係る低周波励振方
式の電磁流量計を示す。この電磁流量計は通常ど
うり励磁電流を矩形波とし励振の基本周波数を商
用電源周波数の偶数分の１としてあり、商用周波
ノイズを除去するものとしてある。

第３図中、二点鎖線で囲んだ部分１が本発明を
具現するノイズ除去回路である。他の部分、即ち
測定管路２、流れ方向と直角に対向した電極３
ａ，３ｂ、及び励磁コイル４からなる発信器部、
励磁装置５、並びにバツフアアンプ６、増幅回路
７、演算回路８及び出力回路９からなる変換器部
はいずれも通常の低周波励磁方式のものと特に変
りない。なお、演算回路８は同期整流、励磁電流
の変動に対する補正としての比較電圧による割
算、サンプル値の時系列的加減算による励磁電流
誘導ノイズや電気化学的直流ノイズの除去などの
信号処理を行い、出力回路は電流出力、電圧出
力、デジタル出力などの出力方式を定める。

第３図に示したノイズ除去回路１では、バツフ
アアンプ６で受けた発信器部からの入力信号ａを
増幅回路１０で適当に増幅し、増幅出力ｂを第１
フーリエ変換回路１１でフーリエ変換する。フー
リエ変換回路１１は通常用いられている回路、例
えば高速フーリエ変換回路（FFT）などデジタ
ル処理によるもの、あるいはアナログ式ハイＱの
ハイパス、ローパス、バンドパスなどの各種フイ
ルタを多数組合せたアナログ処理によるもの等、
いかなるものでも良い。但し、商用電源周波数は
微妙に変動するので、50Hzや60Hzの付近では十分
密に周波数間隔が設定されているのが望ましい。

第１ノイズ判別回路１２は第１フーリエ変換回
路１１からの出力即ち第１フーリエ変換出力Ｃの
うち商用周波ノイズに対応するフーリエ成分を検
出し、その周波数と大きさを求める回路であり、
求まつた値に基づいて周波数及び振幅の制御可能
な信号発生回路１３へ検出したフーリエ成分と同
じ周波数で且つ当該フーリエ成分の大きさと増幅
回路１０の利得とから定まる商用周波ノイズと同
じ大きさの信号ｄを発生させるための制御信号を
与える。第１ノイズ判別回路１２は例えば第４図
に示す回路であり、商用周波ノイズはその周波数
付近では流量信号のフーリエ成分よりも相当に大
きいことに着目して構成されている。第４図にお
いて、１８は第１フーリエ変換出力Ｃのうち少な
くとも商用電源周波数付近のフーリエ成分C₁〜
Cnを繰返して高速走査するスキヤン回路、１９
はスキヤン回路１８を経て順次入力するフーリエ
成分C₁〜Cnのうちピークの値を更新保持するピ
ークホールド回路であり、ピークホールド回路１
９はスキヤン回路１８からの１サイクル終了信号
１８ａによりリセツトされる。商用周波ノイズは
流量信号より大きいことから、各サイル毎に最終
的に得られるホールド値が商用周波ノイズの大き
さに相当する。そこでピークポールド回路１９の
ホールド値を各サイクルの終り毎に測定し且つ増
幅回路１０の利得を考慮することにより商用周波
ノイズの大きさがわかる。電圧測定回路２０はピ
ークホールド回路１９のホールド値を１サイクル
終了信号１８ａを受ける毎に測定し、次回の測定
まで同一の振幅制御信号２０ａを出力する。比較
回路２１、メモリ２２及びデゴーダ２３は周波数
測定のためのものであり、比較回路２１はピーク
ホールド回路１９のホールド値と順次入力される
各フーリエ成分C₁〜Cnを逐次比較し、フーリエ
成分の方が大きい都度メモリ２２に対するロード
指令信号２１ａを出力する。メモリ２２はスキヤ
ン回路１８がスキヤンした各フーリエ成分のアド
レス１８ｂを逐次受けるが、ロード指令信号を受
けた場合だけその時のアドレスを従前のものに代
えて記憶する。記憶内容は１サイクル終了信号１
８ａを受ける都度出力され且つクリアされる。し
たがつてメモリ出力２２ａは大きさが最大のフー
リエ成分のアドレスを示すこととなるが、アドレ
スは周波数と対応するからデコーダ２３でメモリ
出力２２ａをデコードすることにより信号発生回
路１３に対する周波数制御信号２３ａを得る。な
お、周波数制御信号２３ａも各サイクルの間同じ
値に保たれる。

上述した如く信号発生回路１３は常に周波数と
振幅を制御され、商用周波ノイズが変動してもこ
れと同じ周波数と大きさを持つノイズ除去用信号
ｄを発生する。

このノイズ除去用信号ｄは商用周波ノイズと位
相関係が不明である。そこで移相回路１４に通し
て両者の位相関係を一定にする。移相回路１４は
後に説明する第２ノイズ判別回路１７からの制御
信号ｈによりシフト量を制御され、この実施例で
は商用周波ノイズと移相されたノイズ除去用信号
ｅとが逆相関係に保たれる。

つまり、移相された信号ｅはノイズ除去のため
加算回路１４で入力信号ａと加算される。加算回
路１４の出力ｆはフイルタ出力であり、このフイ
ルタ出力ｆが変換器部の増幅回路７を経て演算回
路８に与えられ所要の信号処理がなされる。

商用周波ノイズとノイズ除去用信号ｅが逆相関
係にないとフイルタ出力ｆには商用周波数ノイズ
が残るため、この残留ノイズが最小となるような
制御信号ｈを移相回路１４に与えねばならない。
第２フーリエ変換回路１６は残留ノイズを流量信
号から区別し易くするため必要とされ、フイルタ
出力ｆをフーリエ変換する。第２フーリエ変換回
路１６は第１フーリエ変換回路と同じもので良
い。ここでフーリエ変換された出力即ち第２フー
リエ変換出力ｇは第２ノイズ判別回路１７に与え
られ、ここで第２フーリエ変換出力ｇ中の商用周
波ノイズ即ち残留ノイズの大きさが求められる。
移相回路１４への制御信号ｈは残留ノイズの大き
さに対応して変化するが、その関係は移相回路１
４、加算回路１５、第２フーリエ変換回路１６及
び第２ノイズ判別回路１７がなす制御ループにお
いて、残留ノイズが最小となる方向へ移相回路１
４が動作するように設定されている。この場合、
第２ノイズ判別回路１７は残留ノイズの周波数を
求める必要がない点を除いて第１ノイズ判別回路
１２と同じ機能を持つ。したがつて、第４図中で
比較回路２１、メモリ２２及びデコーダ２３を除
くことにより第２ノイズ判別回路１７とすること
ができる。なお、残留ノイズの周波数は第１ノイ
ズ判別回路１２で求めた周波数と同じであること
を考えると、第２ノイズ判別回路１７は第５図の
如く簡略化する。つまり、スキヤン回路１８に第
１ノイズ判別回路１２で得られるメモリ出力２２
ａを与え、スキヤンのアドレスを外部制御とする
のである。これによりピークホールド回路が不要
となる。

ところで、第３図中のノイズ除去回路１におい
て、加算回路１５の代りに減算回路を用いても良
く、この場合は移相回路１４のシフト角が更に
180度ずれるだけである。また、第２フーリエ変
換回路１６へは図示の如く加算回路１５のフイル
タ出力ｆを直接入力させる代りに、増幅回路７を
経た増幅信号７ａを破線の如く入力させても良
く、この方が位相制御の感度が高い。更に、ノイ
ズ除去回路１は図では増幅回路７の前に入つてい
るが、この方が商用周波数ノイズを予め除去でき
るので極端に大きなノイズが重畳した場合でも増
幅回路７や演算回路８を飽和させることがない。
この場合、ノイズ除去回路１中の増幅回路１０は
飽和しない程度の利得に設定する必要があるが、
基本的にはこの増幅回路１０は不要である。逆
に、商用周波数ノイズが増幅回路７を飽和させる
程には大きくない場合は、ノイズ除去回路１を増
幅回路７の後に入れてもかまわず、この場合ノイ
ズ除去回路１中の増幅回路１０は省いても全くさ
しつかえない。

既に第１及び第２フーリエ変換回路１１，１６
並びに第１及び第２ノイズ判別回路１２，１７に
ついて説明したが、これらマイクロプロセツサを
用いたコンピユータ処理によつて実現できること
は言うまでもない。コンピユータ処理の場合は各
回路１１，１２，１６，１７を同時に動作させて
も良く、あるいは第１フーリエ変換回路１１と第
１ノイズ判別回路１２に相当する１系統だけを用
意して時分割で使用しても良い。

以上説明した如く、本発明によれば従来のサン
プリングと平滑の技術では除去できなかつたサン
プリング幅に関連した周波数以外の周波数を持つ
ノイズを極めて効果的に除去できる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ〜ｄは従来技術を説明するための波形
図、第２図は本発明の原理を説明するためのフー
リエ空間での波形図、第３図は本発明の一実施例
を示すブロツク構成図、第４図は第３図中の第１
ノイズ判別回路の一例を示すブロツク構成図、第
５図は同第２ノイズ判別回路の一例を示すブロツ
ク構成図である。 図面中、１はノイズ除去回路、３ａと３ｂは電
極、６はバツフアアンプ、７と１０は増幅回路、
１１は第１フーリエ変換回路、１２は第１ノイズ
判別回路、１３は信号発生回路、１４は移相回
路、１５は加算回路、１６は第２フーリエ変換回
路、１７は第２ノイズ判別回路、Ａはフーリエ空
間内での流量信号波形、Ｂは同じく商用周波ノイ
ズ波形、ａは入力信号、ｂは第１フーリエ変換出
力、ｅは移相されたノイズ除去用信号、ｆはフイ
ルタ出力、ｇは第２フーリエ変換出力、ｈは移相
回路に対する制御信号である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 低周波励振方式の電磁流量計において、電極
   からの信号をフーリエ変換する第１フーリエ変換
   手段と、第１フーリエ変換出力からノイズの周波
   数及び大きさを求める第１ノイズ判別手段と、第
   １ノイズ判別手段の出力により制御されて前記の
   求まつた周波数及び大きさのノイズ除去用信号を
   発生する信号発生回路と、このノイズ除去用信号
   の位相を制御信号に応じてシフトする移相回路
   と、この移相回路の出力信号で前記電極からの信
   号中のノイズを消去してフイルタ出力とする合成
   回路と、このフイルタ出力をフーリエ変換する第
   ２フーリエ変換手段と、第２フーリエ変換出力か
   ら残留ノイズの大きさを求めこの大きさに基づい
   て移相回路への制御信号を出力し、前記移相回
   路、合成回路及び第２フーリエ変換手段とで残留
   ノイズを最小にする制御ループを形成する第２ノ
   イズ判別手段とからなるノイズ除去回路を備えた
   ことを特徴とする電磁流量計。