JPH08220155A - 高調波測定装置 - Google Patents

高調波測定装置

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JPH08220155A
JPH08220155A JP7024042A JP2404295A JPH08220155A JP H08220155 A JPH08220155 A JP H08220155A JP 7024042 A JP7024042 A JP 7024042A JP 2404295 A JP2404295 A JP 2404295A JP H08220155 A JPH08220155 A JP H08220155A
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JP
Japan
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waveform
harmonic
input
converter
digital signal
Prior art date
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Pending
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JP7024042A
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English (en)
Inventor
Satoshi Niwano
智 庭野
Kazuo Toda
和郎 戸田
Koichi Shinozaki
孝一 篠崎
Osamu Nakamura
脩 中村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kansai Electric Power Co Inc
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Kansai Electric Power Co Inc
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 電圧変動発生時に生ずる高調波含有率の解析
誤差を小さくする高調波測定装置を提供すること。 【構成】 入力変圧器1、増幅器2及びローパスフィル
タ3を通過した入力波形をAD変換器5によりディジタ
ル信号に変換した後、演算装置6によってディジタル信
号から入力電圧波形のゼロクロスを検出し、演算装置7
により入力電圧波形のゼロクロスからの波形データの高
調波解析を行うことによって、電圧変動による高調波含
有率の解析誤差を小さくする。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源の品質の測定
装置に関するものであり、特に電源電圧に含まれる高調
波を測定する高調波測定装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】一般に、交流電源の高調波は、電力系統
に接続される機器の誤動作と故障をもたらす。このよう
な機器の電源障害を防ぐためには、電力系統の高調波を
測定することは重要である。以下に、従来例の高調波測
定装置について説明する。
【0003】図7は、従来の高調波測定装置の構成を示
すブロック図である。図7において、1は入力電圧波形
を入力する入力変圧器、3は入力電圧波形の高域周波数
領域をカットするローパスフィルタ、4はフェーズロッ
クループ回路、5はアナログ信号をディジタル信号に変
換するAD変換器、7は高調波を解析する演算装置であ
る。
【0004】以上のように構成された従来例の高調波測
定装置について、以下にその動作を説明する。
【0005】まず、入力変圧器1により降圧された電圧
波形を、離散的フーリエ変換による折り返し歪誤差を防
ぐためにローパスフィルタ3に入力する。次に、ローパ
スフィルタ3を通過した電圧波形は、フェーズロックル
ープ回路4とAD変換器5に入力される。フェーズロッ
クループ回路4では、入力電圧波形の周波数とAD変換
器5のサンプリング周波数を比較する。フェーズロック
ループ回路4からの出力はAD変換器5のサンプリング
周波数を入力波形に同期するために使われる。AD変換
器5では、波形データをサンプリングし、アナログ波形
をディジタル信号に変換する。サンプリングした電圧値
は演算装置7に入力される。演算装置7では、入力され
た電圧波形を離散的フーリエ変換により高調波解析して
基本波とその自然数倍の周波数の高調波のフーリエ係数
を算出し、各次数のフーリエ係数から各次数の振幅と位
相を算出する。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来の高調波測定装置では、有限時間の測定ウィ
ンドウで切り取られた波形データを離散的フーリエ変換
により高調波解析するため、入力電圧波形が電圧変動を
含み、測定ウィンドウの第1データと最終データで波形
データが不連続になるような場合、上記波形データを離
散的フーリエ変換により高調波解析すると高調波含有率
に解析誤差を生じ、その場合の解析誤差は測定ウィンド
ウの第1データと最終データの振幅の差が大きいほど大
きくなるという課題がある。
【0007】本発明は、従来の高調波測定装置のこのよ
うな課題を考慮し、電圧変動による高調波含有率の解析
誤差が小さい高調波測定装置を提供することを目的とす
るものである。
【0008】
【課題を解決するための手段】請求項1の本発明は、入
力電圧波形のゼロクロスを検出する識別手段と、入力電
圧波形をサンプリングし、アナログ信号をディジタル信
号に変換するAD変換器と、その変換されたディジタル
信号について、検出されたゼロクロスからの波形データ
を高調波解析する解析手段とを備えた高調波測定装置で
ある。
【0009】請求項2の本発明は、入力電圧波形をサン
プリングし、アナログ信号をディジタル信号に変換する
AD変換器と、その変換されたディジタル信号から電圧
波形のゼロクロスを検出する識別手段と、AD変換器に
より変換されたディジタル信号について、検出されたゼ
ロクロスからの波形データを高調波解析する解析手段と
を備えた高調波測定装置である。
【0010】
【作用】本発明は、識別手段が、入力電圧波形のゼロク
ロスを検出し、AD変換器が、入力電圧波形をサンプリ
ングし、アナログ信号をディジタル信号に変換し、解析
手段が、そのディジタル信号について、検出されたゼロ
クロスからの波形データを高調波解析する。
【0011】また、本発明は、AD変換器が、入力電圧
波形をサンプリングし、アナログ信号をディジタル信号
に変換し、識別手段が、そのディジタル信号から電圧波
形のゼロクロスを検出し、解析手段が、AD変換器によ
り変換されたディジタル信号について、検出されたゼロ
クロスからの波形データを高調波解析する。
【0012】
【実施例】以下に、本発明をその実施例を示す図面に基
づいて説明する。 (実施例1)図1は、本発明にかかる第1の実施例の高
調波測定装置の構成について示すブロック図である。す
なわち、高調波測定装置には、アナログ電圧波形を入力
する入力変圧器1が設けられ、その入力変圧器1には、
入力された信号を増幅する増幅器2が接続されている。
その増幅器2には、入力電圧波形の高域周波数領域をカ
ットするローパスフィルタ3が接続され、そのローパス
フィルタ3には、フェーズロックループ回路4、及びア
ナログ信号をディジタル信号に変換するAD変換器5が
接続されている。AD変換器5には、ディジタル信号か
ら入力電圧波形のゼロクロスを検出するための演算装置
6が接続され、その演算装置6には、入力電圧波形の高
調波解析を行う演算装置7が接続され、その演算装置7
には、更に、解析結果を出力する出力装置8が接続され
ている。ここで、前述の演算装置6が識別手段を構成
し、演算装置7が解析手段を構成している。
【0013】次に、上記実施例の高調波測定装置の動作
について、図面を参照しながら説明する。
【0014】まず、入力変圧器1により取り込まれた電
圧波形は、AD変換器5への入力レベルを調節するため
に増幅器2に入力され、離散的フーリエ変換による折り
返し誤差を防ぐために遮断周波数が3840Hzのロー
パスフィルタ3に入力される。次に、ローパスフィルタ
3を通った電圧波形は、フェーズロックループ回路4及
びAD変換器5に入力される。フェーズロックループ回
路4では、入力電圧波形の周波数とAD変換器5のサン
プリング周波数とを比較する。フェーズロックループ回
路4からの出力はAD変換器5のサンプリング周波数を
入力波形に同期するために使われる。AD変換器5で
は、波形データをサンプリングし、アナログ波形をディ
ジタル信号に変換する。AD変換器5によりサンプリン
グされたディジタル信号は演算装置6に入力される。
【0015】次に、演算装置6では、まずAD変換器5
でサンプリングされたデータから入力波形のゼロクロス
を検出し、演算装置7に入力する。演算装置7では、デ
ィジタル信号及び検出されたゼロクロスに基づいて、入
力波形のゼロクロスの点から4周期分1024点のデー
タの高調波解析を行い、各次数の振幅と位相を算出し、
出力装置8に出力する。
【0016】次に、本実施例による高調波測定装置の特
性と従来例の高調波測定装置の特性とを比較して示す。
【0017】いま、(数1)に示すような電圧変動と高
調波を含む波形を測定する場合、高調波解析を行う波形
の第1データがゼロクロスである場合(図3参照)の高
調波含有率の解析誤差(図4参照)は、ピークである場
合(図5参照)の解析誤差(図6参照)に較べて小さ
い。
【0018】
【数1】f(t)=(1+0.2・sin(ωft))
×(sinω1t+0.05・sin3ω1t) ただし、f(t)は電圧、ωfは電圧変動成分10Hz
の角周波数、ω1は基本波の角周波数である。
【0019】以上のように本実施例によれば、電圧変動
による高調波含有率の解析誤差を小さくすることができ
る。 (実施例2)図2は、本発明にかかる第2の実施例の高
調波測定装置の構成について示すブロック図である。図
2において、9はコンパレータで、図1と同じ番号のも
のは、実施例1の構成と同様なものである。すなわち、
本実施例が図1の構成と異なる点は、識別手段を演算装
置6からコンパレータ9に置き換え、このコンパレータ
9により、アナログ入力波形から波形のゼロクロスを検
出するように構成した点である。
【0020】上記のように構成された高調波解析装置に
ついて、以下にその動作について説明する。
【0021】まず、入力変圧器1により取り込まれた電
圧波形は、AD変換器5への入力レベルを調節するため
に増幅器2に入力され、離散的フーリエ変換による折り
返し誤差を防ぐために遮断周波数が3840Hzのロー
パスフィルタ3に入力される。次に、ローパスフィルタ
3を通った電圧波形は、フェーズロックループ回路4と
AD変換器5とコンパレータ9に入力される。フェーズ
ロックループ回路4では、入力電圧波形の周波数とAD
変換器5のサンプリング周波数とを比較する。フェーズ
ロックループ回路4からの出力はAD変換器5のサンプ
リング周波数を入力波形に同期するために使われる。A
D変換器5では、波形データをサンプリングし、アナロ
グ波形をディジタル信号に変換する。AD変換器5によ
りサンプリングされたディジタル信号は演算装置7に入
力される。
【0022】一方、コンパレータ9では、入力電圧波形
のゼロクロスを検出し、その検出結果を演算装置7に入
力する。そうすると、演算装置7では、コンパレータ9
からの入力から4周期分1024点のデータから高調波
解析を行い、各次数の振幅と位相を算出し、出力装置8
に出力する。
【0023】以上のように、コンパレータ9で検出した
入力波形のゼロクロスからの波形データを高調波解析す
ることにより、測定ウィンドウの第1データと最終デー
タの振幅の差を小さくし、高調波含有率の解析誤差を小
さくすることができる。
【0024】なお、上記実施例では、解析誤差の低減を
高調波含有率の場合について説明したが、高調波振幅の
場合でも同様な効果が得られる。
【0025】また、上記実施例では、電圧1チャンネル
入力の場合について説明したが、入力数が1チャンネル
以上の場合でも同様な効果が得られる。
【0026】また、上記実施例では、サンプリングデー
タ数を1周期256点としたが、解析する最高次数の2
倍以上であれば同様な効果が得られる。
【0027】また、上記実施例では、高調波解析を4周
期分のデータで実行しているが、離散的フーリエ変換を
実行できるデータ数であれば同様な効果が得られる。一
般に、電圧変動による高調波含有率の解析誤差は、高調
波解析を行う測定ウィンドウが長いほど小さくなる。
【0028】
【発明の効果】以上述べたところから明らかなように本
発明は、識別手段により検出された波形のゼロクロスか
らの波形データを高調波解析する解析手段を備えている
ので、電圧変動による高調波含有率の解析誤差を小さく
することができるという長所を有する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明にかかる第1の実施例の高調波測定装置
の構成について示すブロック図である。
【図2】本発明にかかる第2の実施例の高調波測定装置
の構成について示すブロック図である。
【図3】高調波解析を行う波形の第1データがゼロクロ
スの場合の変動周期10Hz、振幅変動20%の電圧変
動と5%の3次高調波を含む波形を示す図である。
【図4】高調波解析を行う波形の第1データがゼロクロ
スの場合に、途中から変動周期10Hz、振幅変動20
%の電圧変動と5%の3次高調波が混入した時の3次高
調波解析結果を示す図である。
【図5】高調波解析を行う波形の第1データが波形のピ
ークの場合の変動周期10Hz、振幅変動20%の電圧
変動と5%の3次高調波を含む波形を示す図である。
【図6】高調波解析を行う波形の第1データが波形のピ
ークの場合に、途中から変動周期10Hz、振幅変動2
0%の電圧変動と5%の3次高調波が混入した時の3次
高調波解析結果を示す図である。
【図7】従来の高調波測定装置の構成を示すブロック図
である。
【符号の説明】
1 入力変圧器 2 増幅器 3 ローパスフィルタ 4 フェーズロックループ回路 5 AD変換器 6、7 演算装置 8 出力装置 9 コンパレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 篠崎 孝一 大阪府大阪市北区中之島3丁目3番22号 関西電力株式会社内 (72)発明者 中村 脩 大阪府大阪市北区中之島3丁目3番22号 関西電力株式会社内

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 入力電圧波形のゼロクロスを検出する識
    別手段と、前記入力電圧波形をサンプリングし、アナロ
    グ信号をディジタル信号に変換するAD変換器と、その
    変換されたディジタル信号について、前記検出されたゼ
    ロクロスからの波形データを高調波解析する解析手段と
    を備えたことを特徴とする高調波測定装置。
  2. 【請求項2】 入力電圧波形をサンプリングし、アナロ
    グ信号をディジタル信号に変換するAD変換器と、その
    変換されたディジタル信号から電圧波形のゼロクロスを
    検出する識別手段と、前記AD変換器により変換された
    ディジタル信号について、前記検出されたゼロクロスか
    らの波形データを高調波解析する解析手段とを備えたこ
    とを特徴とする高調波測定装置。
JP7024042A 1995-02-13 1995-02-13 高調波測定装置 Pending JPH08220155A (ja)

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JP7024042A JPH08220155A (ja) 1995-02-13 1995-02-13 高調波測定装置

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JP7024042A JPH08220155A (ja) 1995-02-13 1995-02-13 高調波測定装置

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JPH08220155A true JPH08220155A (ja) 1996-08-30

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ID=12127440

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JP7024042A Pending JPH08220155A (ja) 1995-02-13 1995-02-13 高調波測定装置

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112798991A (zh) * 2021-03-29 2021-05-14 中国科学院地质与地球物理研究所 一种磁通门磁强计感应信号高速处理装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112798991A (zh) * 2021-03-29 2021-05-14 中国科学院地质与地球物理研究所 一种磁通门磁强计感应信号高速处理装置

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