JPH0376623B2

JPH0376623B2 -

Info

Publication number: JPH0376623B2
Application number: JP60079737A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Saito; Yasuhisa Nakamura; Satoshi Aikawa
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1985-04-15
Filing date: 1985-04-15
Publication date: 1991-12-06
Also published as: JPS61238144A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、直交振幅変調器の90゜の移相器で得
られる位相を制御する回路に関するものである。

（従来の技術）従来から使われている直交振幅変調器は、90゜
移相器を第３図ａの如く局部発振器１の分岐した
いつぽうのパスに挿入して、直交する搬送波を得
ていた。具体的な90゜移相器の例は、同図ｂに示
すようにＬ，Ｃから成る定Ｋ形遅延回路で構成さ
れている。

直交性（位相）の調整は、移相器の容量を可変
にして４，５端子間または両変調器出力の位相を
比較することにより行なつている。しかし、本構
成は、局部発振器の周波数変動や周囲の温度変動
により移相量が変動し、直交性が劣化する。

（発明が解決しようとする問題点）最近、無線周波数の有効利用の観点から16，
64，256 QAM（Quadrature Amplitude
Modulation）等の多値直交振幅変調方式が盛ん
に研究されている。このような多値変調方式で
は、直交性の劣化が等価Ｃ／Ｎ劣化量に大きな影
響を与える（「ハイレベルQAMマルチキヤリア
システムの考察」，Ｙ，Saito，et・al.，
“Feasibility Consierations of High−Level
QAM Multi−Carrier System”，ICC′84，
pp.665−671）。従つて、高精度な90゜移相器の実
現は重要な課題となる。本発明の目的は、周波数
や温度変動による90゜移相器の位相変動を抑圧す
ることのできる位相調整回路を提供することにあ
る。

（問題点を解決するための手段）本発明の一つの特徴は、90゜移相器の入出力、
すなわち両変調器に入力する搬送波を乗時位相比
較することにより、90゜からの位相偏移に比例し
た電圧を抽出し、これにより移相器の容量を可変
することを特徴とする、また、本発明の第二の特
徴は、変調ベースバンド信号を用いて、位相が約
90゜異なる２つの変調波を乗算して得られる直流
成分の極性を決定し、これにより移相器の容量を
可変することにある。

（作用）以上の構成において、変調器の動作中に移相器
初期設定値からの位相誤差を検出し、これを最小
にするよう自動追従するので、従来のプリセツト
形移相器で生じる位相変動を抑圧できる。

（実施例）第１図は、本発明の実施例で、１，３，４，５
は第３図と同様である。７は第１図ｂに示した定
Ｋ形遅延回路と同様のものであるが、第１図ｂに
示す如く可変容量としてバラクタダイオードを用
いて外部からの制御電圧（端子６から供給）で容
量を変化させる構成としている。８は乗算器で、
たとえばリング変調器等のアナログ乗算、または
排他的論理和等のデイジタル乗算により得ること
ができる。９は低域フイルタである。本回路は、
まず発振器出力信号３，４と移相器７により約
90゜位相偏移した信号とを乗算し、その結果得ら
れる直流成分を低域フイルタで抽出する。この直
流分は、90゜位相偏移からの位相誤差成分を表わ
している。すなわち、発振器出力を X₁＝sin ωt とすれば移相器７の出力は X₂＝sin（ωt＋π／２＋θ）＝cos（ωt＋θ），（θ＝位相誤差）となる。X₁とX₂の乗算結果をＹとすれば、ｙ＝sin ωt cos（ωt＋θ）＝１／２｛sin（2ωt＋
θ） −sinθ｝が得られ、低域フイルタにより入力信号の２倍波
成分が除去され、位相誤差θの正弦電圧が得られ
る。これをバラクタダイオードに印加することに
よりフイードバツクループを形成し、位相誤差θ
が０、すなわち出力端子４，５に得られる信号の
位相差を90゜に設定することができる。本回路構
成の効果は、周波数変動や温度変動に伴つて生じ
る位相誤差θを常に抑圧することができる。

第２図は、本発明の実施例で、位相調整回路を
４相位相変調器に適用した場合を示している。図
番１〜９は第１図と同様である。１０，１１は振
幅変調器１３を駆動するベースバンド信号で１ま
たは−１で表わされる。変調器出力信号は加算器
１４で加算され出力端子１２に４相位相変調波が
得られる。ここで、振幅変調器１３の出力をそれ
ぞれ分岐し、乗算器８に入力する。乗算結果から
低周波成分を低域フイルタ９で抽出し、第２の乗
算器１６の入力に印加する。一方、変調ベースバ
ンド信号１０，１１を極性一致判定回路（この例
では排他的NORゲート）により得た信号を他の
入力端子に印加する。乗算器１６では２入力の乗
算、または位相誤差信号（９の出力信号）の極性
を極性一致判定回路の出力信号で切替える動作を
行なつた後、移相器７へフイードバツクする。本
回路動作を明確にするため移相器７へ印加する電
圧Veを求めよう。まず、変調ベースバンド信号
１０をａ，１１をｂとすれば振幅変調器出力はそ
れぞれ、 y₁＝ａ sin ωt， y₂＝ｂ cos（ωt＋θ）となる。ただし、ａ，ｂはそれぞれ１，−１をと
る。y₁とy₂の乗算結果から低周波数成分のみを抽
出すると９の出力には、Ｚ＝ａ・ｂ sinθが得ら
れる。すなわち、（ａ，ｂ）＝（１，１）または
（−１，−１）のときＺ＝sinθ，（ａ，ｂ）＝１，−
１）または（−１，１）のときＺ＝−sinθとな
る。一方、ａ，ｂの極性一致判定回路出力Ｄは、
同様に（ａ，ｂ）＝（１，１）または（−１，−１）
のときＤ＝１，（ａ，ｂ）＝（１，−１）または（−
１，１）のときＤ＝−１となるから、第２の乗算
器または極性反転回路により変調ベースバンド信
号に依存しないVe＝｜ab｜＝sinθが得られる。
従つて、Veを移相器にフイードバツクすること
により２つの振幅変調波の直交性を確保すること
ができる。

（発明の効果）以上説明したように、90゜移相器の入出力、ま
たは直交振幅変調器を構成する２つの振幅変調器
出力から位相誤差電圧を得、これにより位相誤差
が０となるよう位相調整するため、周波数や温度
変動等によつて生じる移相器の誤差を抑圧するこ
とができる。

本位相調整回路は、一例として第２図に示す４
相位相変調器に適用したが、直交性の精度が要求
される64，256QAM方式等に使用すれば、フイ
ードバツクループによる直交性誤差の抑圧により
高精度、高安定な変調器を実現することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、位相誤差追従機能を有する本発明装
置の構成図、第２図は、直交性振幅変調器の直交
性を包含する機能を有した本発明装置の構成図、
第３図は、従来のプリセツト形位相調整回路（移
相器）である。１……発振器、２……移相器、３，４……発振
器出力信号、５……移相器出力信号、６……制御
信号、７……移相器、８……乗算器、９……低域
フイルタ、１０，１１……ベースバンド信号、１
２……４相位相変調波、１３……振幅変調器、１
４……加算器、１５……Exclusive Nor gate、
１６……乗算器、１０１……コイル、１０２……
コンデンサ、１０３……可変コンデンサ、１０４
……バラクタダイオード、１０５……バイアス。

Claims

【特許請求の範囲】

１同相及び直交チヤネルを形成する２つの振幅
変調器出力を入力とする乗算器と、両変調器を駆
動するベースバンド信号のうち極性を示す信号同
士の極性一致判定回路と、前記乗算器の出力から
直流成分を抽出する低域フイルタと、該フイルタ
の出力を前記極性判定回路で得た信号と乗算する
ための第２の乗算器と、その出力信号により容量
を制御されるバラクタダイオードをふくむ移相器
とを有することを特徴とする移相調整回路。