JPH1075157A

JPH1075157A - ９０度移相回路

Info

Publication number: JPH1075157A
Application number: JP8231016A
Authority: JP
Inventors: Toshiharu Kawaguchi; 俊治川口
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1996-08-30
Filing date: 1996-08-30
Publication date: 1998-03-17

Abstract

(57)【要約】【課題】素子ばらつきによる２つの出力信号間の９０度
からの位相誤差および振幅誤差を低減させることであ
る。【解決手段】可変時定数低域通過フィルタ２と可変時定
数高域通過フィルタ３より出力される第１および第２の
移相信号の９０度からの位相差を位相誤差検出手段６ａ
にて検出し、フィルタ２，３の時定数を逆方向に制御す
る。また、第１および第２の移相信号の振幅差を振幅誤
差検出手段６ｂにて検出し、第１および第２の移相信号
間の位相差が９０度となり振幅が等しくなるように、時
定数可変低域通過フィルタおよび時定数可変高域通過フ
ィルタ時定数を同方向に制御する。これにより素子のば
らつきに起因して生じる移相信号の、９０度からの位相
誤差および振幅誤差を低減させることができ、高精度の
直交キャリアを生成させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、デジタル放送な
どの変調信号を検波するときなどに必要となる、直交キ
ャリアを生成するための９０度移相回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えば衛星放送やＣＡＴＶなどのデジタ
ル放送では、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keyin
g ）、多値ＱＡＭ（Quadrature amplitude modulation
）などの直交変調方式が用いられている。これらの変
調信号を検波するためには、互いに９０度位相をずらし
た直交キャリアを用いる。また、いわゆるイメージ除去
ミキサやＳＳＢ（Single Side Band）方式の周波数変換
方式においても、直交キャリアを用いる。これらの用途
では、この直交キャリアの位相精度が検波器や周波数変
換器の精度を制限するため、高精度の直交キャリアを用
いることが、不可欠となってきている。

【０００３】図１０は、従来より一般的に用いられてい
る９０度移相回路である。すなわちこの回路は、抵抗Ｒ
３１およびコンデンサＣ３１からなる低域通過フィルタ
にて、入力端子１に入力された入力信号の位相を４５度
遅らせ、抵抗Ｒ３２およびコンデンサＣ３２からなる高
域通過フィルタにて、入力信号の位相を４５度進ませる
ことにより、互いに９０度だけ位相の異なる２つ出力信
号を、出力端子４，５より出力させる、というものであ
る。

【０００４】しかしながら、この回路をＩＣ内で用いる
場合、抵抗やコンデンサの素子ばらつきなどによって、
それぞれのフィルタの移相量や振幅が変化する。例え
ば、素子値の絶対ばらつきにより抵抗値あるいは容量値
が一律に増えた場合は、低域通過フィルタの時定数も高
域通過フィルタの時定数も大きくなる。低域通過フィル
タ出力では、入力信号の位相遅れが４５度以上となり振
幅がより小さくなり、高域通過フィルタ出力では、入力
信号の位相進みが４５度以下となり振幅がより大きくな
る。また、素子値の相対ばらつきにより低域通過フィル
タの抵抗値あるいは容量値が相対的に増えた場合は、低
域通過フィルタの時定数のみが大きくなるので、低域通
過フィルタ出力では、入力信号の位相遅れのみが４５度
以上となり振幅がより小さくなる。このため、素子の相
対ばらつきに対しては、出力端子４，５に導出される２
つの出力信号間の相対位相誤差が９０度からずれてしま
い、素子の絶対ばらつきに対しては、２つの出力信号間
の振幅誤差が生じてしまう。

【０００５】ところで、２つの出力信号の直交キャリア
は変調信号の検波などのとき、リミッタ動作させること
が多い。このとき、２つの出力信号間の振幅誤差がある
と、リミッタ動作により位相ずれが生じる。特に高周波
の信号においてはこの傾向が顕著である。よって、２つ
の出力信号間に振幅誤差があると、信号処理を行う間
に、結局位相誤差となってしまう。

【０００６】このように、２つの出力信号間に位相誤差
があると、例えばデジタル放送用の直交変調された変調
信号などを検波するときに、検波誤差を生じる。この検
波誤差は結局、デジタル信号復調時に、ビットエラーレ
ートを悪化させる、という問題がある。また、例えばイ
メージ除去ミキサやＳＳＢ方式の周波数変換器に用いる
と、イメージ除去量や不要側帯波の除去量が劣化する、
という問題がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
９０度移相回路は、抵抗やコンデンサの素子値の相対ば
らつきによって、２つの出力信号間の相対位相誤差が９
０度からずれてしまい、絶対ばらつきによって、振幅誤
差が生じてしまう、という問題があった。

【０００８】この発明の目的は、素子ばらつきによる２
つの出力信号間の９０度からの位相誤差および振幅誤差
を低減させることである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ために、この発明の９０度移相回路では、信号入力端子
より入力される入力信号の位相を可変させて、第１の移
相信号を第１の信号出力端子より取り出す時定数可変低
域通過フィルタと、前記信号入力端子より入力される入
力信号の位相を可変させて、前記第１の移相信号に対し
てほぼ９０度の位相差を持つ第２の移相信号を第２の信
号出力端子より取り出す時定数可変高域通過フィルタ
と、前記時定数可変低域通過フィルタの時定数を制御す
る信号を入力するための第１の制御信号入力端子と、前
記時定数可変高域通過フィルタの時定数を制御する信号
を入力するための第２の制御信号入力端子と、前記第１
および第２の移相信号の位相と振幅の少なくとも一方の
誤差を検出して出力する検出手段と、前記検出手段の誤
差出力に基づいて、前記第１および第２の移相出力の９
０度からの位相誤差と振幅誤差を低減させるように、前
記時定数可変低域通過フィルタと時定数可変高域通過フ
ィルタの時定数を制御するための制御信号を、前記第１
および第２の制御信号入力端子に供給するための制御手
段とを具備したことを特徴とする。

【００１０】上記した手段により、第１および第２の移
相信号の９０度からの位相差を位相誤差検出手段にて検
出し、時定数可変低域通過フィルタおよび時定数可変高
域通過フィルタの時定数を逆方向に制御でき、および／
または第１および第２の移相信号の振幅差を振幅誤差検
出手段にて検出し、第１および第２の移相信号間の位相
差が９０度となり振幅が等しくなるように、時定数可変
低域通過フィルタおよび時定数可変高域通過フィルタ時
定数を同方向に制御できる。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、こ
の発明の一実施の形態について説明するためのシステム
図である。このシステムの構成とともに動作について説
明する。すなわち、入力端子１から入力される入力信号
を、時定数可変低域通過フィルタ２にて、ほぼ４５度だ
け位相を遅らせ、出力端子４から第１の移相信号を出力
する。また、入力信号は、時定数可変高域通過フィルタ
３にも入力し、ほぼ４５度だけ位相を進ませ、出力端子
５から第２の移相信号を出力する。ここで、素子ばらつ
きなどがあると、第１および第２の移相信号間には９０
度からの位相誤差や振幅誤差が生じる。

【００１２】そこで位相誤差検出手段６ａにおいて、第
１、第２の移相信号の９０度からの位相誤差を検出す
る。また振幅誤差検出手段６ｂにおいて、第１、第２の
移相信号の振幅誤差を検出する。そして制御手段７に
て、この位相誤差検出手段６ａの出力結果に基づいて、
可変時定数低域通過フィルタ２および可変時定数高域通
過フィルタ３の移相量を制御するための制御信号を生成
する。この制御信号を用いて時定数可変低域通過フィル
タ２および時定数可変高域通過フィルタ３の時定数を制
御する。

【００１３】この結果、抵抗やコンデンサの素子ばらつ
きによる時定数可変低域通過フィルタ２および時定数可
変高域通過フィルタ３の時定数ばらつきを相殺できるの
で、出力端子４，５間には、移相差が９０度で振幅の等
しい、１組の直交キャリアが得られる。

【００１４】このように、出力端子４，５に導出される
出力信号の位相誤差および振幅誤差を直接検出するの
で、特にデジタル放送用の、ＱＰＳＫ，多値ＱＡＭなど
の変調信号の検波用途や、イメージ除去ミキサやＳＳＢ
方式の周波数変換方式の用途に適した高精度の直交キャ
リアを得ることができる。

【００１５】図２は、図１の信号制御について、より詳
しく説明するためのベクトル図である。図２（ａ）は、
位相誤差検出手段６ａによる時定数制御動作について説
明するための説明図である。

【００１６】入力端子１から入力される入力信号をａベ
クトルとして表わすと、時定数可変低域通過フィルタ２
および時定数可変高域通過フィルタ３の出力では、理想
的には４５度だけ遅れた信号と、４５度だけ進んだ信号
が得られる。

【００１７】しかし、例えば素子値の相対ばらつきによ
り時定数可変高域通過フィルタ３の抵抗値あるいは容量
値が相対的に減った場合、時定数可変低域通過フィルタ
２の出力はｂベクトルのように理想状態であるが、時定
数可変高域通過フィルタ３の時定数が小さくなる。フィ
ルタ出力は、ｃベクトルのように、入力信号からの位相
進みが４５度以上となり振幅がより小さくなる。位相誤
差検出手段６ａでは、出力端子４，５の出力信号間の９
０度からの位相誤差を検出する。この場合、制御手段７
では、時定数可変低域通過フィルタ２の時定数を減少さ
せることにより、ｂベクトルをｂ’ベクトルの方向に変
化させ、時定数可変高域通過フィルタ３の時定数を増加
させることにより、ｃベクトルをｃ’ベクトルの方向に
変化させるような移相制御を行う。

【００１８】なお、この制御だけでは出力信号間の振幅
誤差はなくならないが、移相制御前に比べると小さくな
る方向である。このため、振幅誤差がさほど重要でない
用途においては、振幅誤差検出手段６ｂがなくてもシス
テムは成り立つ。

【００１９】図２ａ（ｂ）は振幅誤差検出手段６ｂによ
る時定数制御動作について説明するための説明図であ
る。

【００２０】例えば、素子値の絶対ばらつきにより時定
数可変低域通過フィルタ２および時定数可変高域通過フ
ィルタ３の抵抗値あるいは容量値が絶対的に減った場
合、時定数可変低域通過フィルタ２および時定数可変高
域通過フィルタ３の時定数が小さくなるので、時定数可
変低域通過フィルタ２の出力はｄベクトルのように、入
力信号からの位相遅れが４５度以下となり振幅がより大
きくなり、時定数可変高域通過フィルタ３の出力はｅベ
クトルのように、入力信号からの位相進みが４５度以上
となり振幅がより小さくなる。振幅誤差検出手段６ｂで
は、２出力信号の振幅誤差を検出する。この場合、制御
手段７では、時定数可変低域通過フィルタ２の時定数を
増加させることによりｄベクトルをｄ’ベクトルの方向
に変化させ、時定数可変高域通過フィルタ３の時定数を
増加させることによりｅベクトルをｅ’ベクトルの方向
に変化させるような移相制御を行う。

【００２１】この制御により振幅も同時に変化するの
で、２出力信号間の振幅誤差がなくなる。素子の絶対ば
らつきに対しては、ｄベクトルおよびｅベクトルの９０
度からの位相誤差は生じない。このため、素子の相対ば
らつきが少ない場合は、位相誤差検出手段６ａがなくて
もシステムは成り立つ。

【００２２】このように、使用する条件によって位相誤
差検出手段６ａと振幅誤差検出手段６ｂのうち、少なく
とも何れか一方があれば、システムは成り立つので、比
較的少ない素子数で高精度の直交キャリアを得ることが
できる。また、キャリアの移相を行う信号処理経路には
時定数可変フィルタしか挿入されておらず、簡単な構成
であるが故、不要な誤差要因がない、というメリットが
ある。

【００２３】また、位相誤差検出手段６ａと振幅誤差検
出手段６ｂとによる、時定数可変フィルタの移相制御
は、制御の方向が逆であるので、互いの制御を妨害しあ
うこともなく、両ループの共存が可能である。

【００２４】図３は、図１の位相誤差検出手段６ａの構
成例である。すなわち、出力端子４および出力端子５に
出力される第１および第２の移相信号を平衡変調器１１
にて互いに掛け算する。このとき、平衡変調器１１の出
力には第１および第２の移相信号の２倍の周波数成分
と、第１および第２の移相信号の位相差が９０度からず
れた分に応じた、直流成分が生じる。よって、平衡変調
器１１の出力に接続された低域通過フィルタ１２で、平
衡変調器１１の直流成分のみを取り出すことにより、出
力端子１３から第１および第２の移相信号の、９０度か
らの位相誤差情報を取り出すことができる。

【００２５】図４は、図１の振幅誤差検出手段６ａの具
体的な構成例である。すなわち、ピークホールド回路１
４および１５にて、出力端子４，５間に出力される第１
および第２の移相信号の振幅情報を取り出す。そして比
較器１６にて、第１および第２の振幅情報を比較するこ
とにより、出力端子１７から第１および第２の移相信号
の振幅誤差情報を取り出すことができる。

【００２６】図５は、図１の時定数可変低域通過フィル
タ２の具体的な構成例である。この構成例の動作は次の
ようになる。すなわち、トランジスタＱ１のエミッタ抵
抗と固定抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１よりなる低域通過
フィルタである。制御手段７の出力より、入力端子２１
に制御電流を入力すると、この制御電流値に応じてトラ
ンジスタＱ１のエミッタ抵抗が変化し、結果的に低域通
過フィルタの時定数が変化する。例えば、制御電流を減
らすとエミッタ抵抗が増えるため、出力信号の位相を入
力信号に対してさらに遅らせ、出力信号の振幅を減少さ
せることができる。

【００２７】図６は、図１の時定数可変高域通過フィル
タ３の構成例である。この構成例の動作は次のようにな
る。すなわち、この回路はトランジスタＱ２のエミッタ
抵抗と固定抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ２よりなる高域通
過フィルタである。制御手段７の出力より、入力端子２
３に制御電流を入力すると、この制御電流値に応じてト
ランジスタＱ２のエミッタ抵抗が変化し、結果的に高域
通過フィルタの時定数が変化する。例えば制御電流を増
やすとエミッタ抵抗が減るため、出力信号の位相を入力
信号に対してさらに進ませ、出力信号の振幅を増加させ
ることができる。

【００２８】なお、図５、図６の構成例において、固定
抵抗Ｒ１，Ｒ２は、エミッタ抵抗の変化に対する時定数
全体の変化割合を決めるためのものであり、これらの固
定抵抗が短絡状態でも基本的な動作には支障ない。ま
た、これら時定数可変低域通過フィルタおよび時定数可
変高域通過フィルタは、上記実施の形態に限られるもの
ではない。

【００２９】図７は、図１の時定数可変低域通過フィル
タ２の、他の具体的な構成例である。この構成例の動作
は次のようになる。すなわち、この回路はＦＥＴＱ３の
ＯＮ抵抗とコンデンサＣ３よりなる低域通過フィルタで
ある。入力端子２１に制御手段７の出力からの制御電圧
を与えると、この制御電圧に応じてＦＥＴＱ３のＯＮ抵
抗が変化し、結果的に低域通過フィルタの時定数が変化
する。例えば制御電圧を減らすとＯＮ抵抗が増えるた
め、出力信号の位相を入力信号に対してさらに遅らせ、
出力信号の振幅を減少させることができる。

【００３０】図８は、図１の時定数可変高域通過フィル
タ３の、他の具体的な構成例である。この構成例の動作
は次のようになる。すなわち、この回路はＦＥＴＱ４の
ＯＮ抵抗とコンデンサＣ４よりなる高域通過フィルタで
ある。入力端子２３に制御手段の出力から制御電圧を与
えると、この制御電圧に応じてＦＥＴＱ４のＯＮ抵抗が
変化し、結果的に高域通過フィルタの時定数が変化す
る。例えば、制御電圧を減らすとＯＮ抵抗が増えるた
め、出力信号の位相を入力信号に対してさらに遅らせ、
出力信号の振幅を減少させることができる。

【００３１】なお、図７、図８の構成例において、ＦＥ
ＴのＯＮ抵抗に直列に固定抵抗を挿入すればＦＥＴのＯ
Ｎ抵抗の変化に対する時定数全体の変化割合を変えるこ
とができる、ということは言うまでもない。

【００３２】ところで、上記時定数可変低域通過フィル
タおよび時定数可変高域通過フィルタは、その構成上、
入力信号振幅に依存して時定数が変化し、等価的に信号
の偶数次ひずみとなる。このひずみが大きくなると、信
号の位相情報が変化する。この場合は、上記時定数可変
低域通過フィルタおよび時定数可変高域通過フィルタを
それぞれ２系統だけ用意し、信号を差動で伝送させるよ
うにすればよい。そしてこの出力を差動−シングル変換
することにより、偶数次ひずみをキャンセルさせること
ができる。

【００３３】図９は、図１の制御手段７の具体的な構成
例である。すなわちこの回路は、電流源Ｉ１の電流を、
入力端子２６に入力される振幅誤差検出手段６ｂからの
振幅誤差検出信号に基づいて分流し、この分流された電
流を、さらに入力端子２５に入力される位相誤差検出手
段６ａからの位相誤差検出信号に基づいて分流し、この
分流出力を制御電流としてそれぞれ入力端子２１および
２３から出力させる。

【００３４】これにより、位相誤差検出信号に対して
は、入力端子２１，２３から差動モードで制御させるこ
とができ、振幅誤差検出信号に対しては、入力端子２
１、２３から同相モードで制御させることができる。例
えば、図５、図６のように可変時定数を電流制御させる
場合は、この出力電流をそのまま用いればよい。また例
えば図７、図８のように可変時定数を電圧制御させる場
合は、この出力電流を抵抗などを用いて制御電圧に変換
して、用いればよい。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明の９０度移
相回路によれば、素子のばらつきに起因して生じる移相
信号の、９０度からの位相誤差および振幅誤差を低減さ
せることができ、高精度の直交キャリアを生成させるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施の形態について説明するため
のシステム図。

【図２】図１の動作について説明するためのベクトル
図。

【図３】図１の位相誤差検出手段の具体的な構成例につ
いて説明するためのブロック図。

【図４】図１の振幅誤差検出手段の具体的な構成例につ
いて説明するためのブロック図。

【図５】図１の時定数可変低域通過フィルタの具体的な
構成例について説明するためのブロック図。

【図６】図１の時定数可変高域通過フィルタの具体的な
構成例について説明するためのブロック図。

【図７】図１の時定数可変低域通過フィルタの他の具体
的な構成例について説明するためのブロック図。

【図８】図１の時定数可変高域通過フィルタの他の具体
的な構成例について説明するためのブロック図。

【図９】図１の制御回路の具体的な構成例について説明
するためのブロック図。

【図１０】従来の９０度移相回路について説明するため
の回路図。

【符号の説明】

１…入力端子、２…時定数可変低域通過フィルタ、３…
時定数可変高域通過フィルタ、４，５…出力端子、６ａ
…位相誤差検出手段、６ｂ…振幅誤差検出手段、７…制
御手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】信号入力端子より入力される入力信号の
位相を可変させて、第１の移相信号を第１の信号出力端
子より取り出す時定数可変低域通過フィルタと、前記信号入力端子より入力される入力信号の位相を可変
させて、前記第１の移相信号に対してほぼ９０度の位相
差を持つ第２の移相信号を第２の信号出力端子より取り
出す時定数可変高域通過フィルタと、前記時定数可変低域通過フィルタの時定数を制御する信
号を入力するための第１の制御信号入力端子と、前記時定数可変高域通過フィルタの時定数を制御する信
号を入力するための第２の制御信号入力端子と、前記第１および第２の移相信号の位相と振幅の少なくと
も一方の誤差を検出して出力する検出手段と、前記検出手段で検出された誤差出力に基づいて、前記第
１および第２の移相出力の９０度からの位相誤差と振幅
誤差を低減させるように、前記時定数可変低域通過フィ
ルタと時定数可変高域通過フィルタの時定数を制御する
ための制御信号を、前記第１および第２の制御信号入力
端子に供給するための制御手段とを具備したことを特徴
とする９０度移相回路。
【請求項２】前記位相誤差検出手段は、前記第１の信号出力端子から取り出される前記第１の移
相信号と、前記第２の信号出力端子から取り出される前
記第２の移相信号とを掛け算するための平衡変調器と、
前記平衡変調器の出力から直流成分を抽出して位相誤差
検出出力端子より取り出すための低域通過フィルタとか
ら構成してなることを特徴とする請求項１記載の９０度
移相回路。
【請求項３】前記振幅誤差検出手段は、前記第１の信号出力端子から取り出される前記第１の移
相信号の振幅情報を取り出すための第１のピークホール
ド回路と、前記第２の信号出力端子から取り出される前
記第２の移相信号の振幅情報を取り出すための第２のピ
ークホールド回路と、前記第１および第２のピークホー
ルド回路の出力を比較して振幅誤差を振幅検出出力端子
より取り出すための比較器とから構成してなるることを
特徴とする請求項１記載の９０度移相回路。
【請求項４】前記時定数可変低域通過フィルタは、ベースが前記信号入力端子に接続され、エミッタが前記
第１の制御信号入力端子に接続された第１のトランジス
タと、一端が前記トランジスタのエミッタに接続され他
端が前記第１の信号出力端子に接続された第１の抵抗
と、一端が前記第１の信号出力端子に接続され他端が接
地された第１のコンデンサとからなり、前記時定数可変高域通過フィルタは、ベースが基準電位に接続され、エミッタが前記第２の制
御信号入力端子に接続された第２のトランジスタと、一
端が前記トンジスタのエミッタに接続され他端が前記第
２の信号出力端子に接続された第２の抵抗と、一端が前
記信号入力端子に接続され他端が前記第２の信号出力端
子に接続された第２のコンデンサとから構成してなるこ
とを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の９０度
移相回路。
【請求項５】前記時定数可変低域通過フィルタは、ドレインが前記信号入力端子に接続され、ゲートが前記
第１の制御信号入力端子に接続され、ソースが前記第１
の信号出力端子に接続された第１のＦＥＴと、一端が前
記第１の信号出力端子に接続され他端が接地された第３
のコンデンサとからなり、前記時定数可変高域通過フィルタは、ソースが接地され、ゲートが前記第２の制御信号入力端
子に接続され、ドレインが前記第２の信号出力端子に接
続された第２のＦＥＴと、一端が前記信号入力端子に接
続され他端が前記第２の信号出力端子に接続された第４
のコンデンサと、からなることを特徴とする請求項１〜
３のいずれかに記載の９０度移相回路。
【請求項６】前記時定数可変低域通過フィルタおよび
前記時定数可変高域通過フィルタは、それぞれ２系統の
回路を具備し、入力信号を差動で伝送させるようにした
ことを特徴とする請求項４または５記載の９０度移相回
路。
【請求項７】前記制御手段は、両エミッタが共通接続され、両ベースが位相誤差検出信
号入力端子に接続され、両コレクタがそれぞれ第１およ
び第２の制御信号入力端子に接続された第３および第４
のトランジスタと、両エミッタが共通接続されるとともに電流源に接続さ
れ、両ベースが振幅誤差検出信号入力端子に接続され、
いずれか一方のコレクタが前記第３および第４のトラン
ジスタの共通エミッタに接続された第５および第６のト
ランジスタとからなることを特徴とする請求項１〜３の
いずれかに記載の９０度移相回路。
【請求項８】信号入力端子より入力される入力信号ベ
クトルを基に、ほぼ４５度位相を遅らせた第１の出力信
号ベクトルと、ほぼ４５度位相を進ませた第２の出力信
号ベクトルとを生成し、前記第１の出力信号ベクトルと前記第２の出力信号ベク
トルの位相誤差を検出して、その位相差が９０度になる
ように前記第１および第２の出力信号ベクトルの位相を
逆方向に変化させ、前記第１の出力信号ベクトルと前記
第２の出力信号ベクトルの振幅誤差を検出して、その振
幅が等しくなるように前記第１および第２の出力信号ベ
クトルの位相を同方向に変化させるように、前記時定数
可変低域通過フィルタと前記時定数可変高域通過フィル
タの時定数を制御することを特徴とする９０度移相回
路。
【請求項９】入力信号を位相して９０度の位相差を持
った出力信号を得る９０度位相回路において、前記９０度の位相差を持った出力信号の位相と振幅の少
なくとも一方の誤差を制御信号として検出し、該検出さ
れた誤差に基づいて前記出力信号の位相を制御してなる
ことを特徴とする９０度移相回路。