JP2001313544A

JP2001313544A - 位相発生器

Info

Publication number: JP2001313544A
Application number: JP2000119925A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Kimura; 宏之木村
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2000-04-20
Filing date: 2000-04-20
Publication date: 2001-11-09

Abstract

(57)【要約】【課題】高精度かつ、高周波数で安定に動作する位相
発生器を提供すること。【解決手段】本発明の位相発生器は、積分型及び微分
型の電圧制御型位相器の２つの信号出力の和分と差分を
ミクサの２つの入力に接続し、その出力を積分器にて積
分した後、電圧制御型位相器の制御入力を制御して、そ
の２つの出力が常に同じ電圧になるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子デバイスに関
し、特に、９０度の位相を発生する位相発生器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】現在の携帯電話を代表とする信号変調技
術においては、より高周波、より広帯域で、いかに正確
な９０度位相発生器を実現するかが、重要な技術となっ
ている。一般に、単側波帯変調（ＳＳＢ）、位相変調
（ＰＳＫ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）、振幅位相変調
（ＡＭＰＭ）、及びある種の周波数変調（ＦＳＫ）のよ
うな変調による狭波帯通信システムの変調装置は、９０
度の位相差を有する２つの搬送波信号を必要とする。

【０００３】すなわち、局部発振器からの信号を９０度
位相発生器を介して９０度の位相差を有する２つの直交
位相の搬送波信号とし、ミクサによりこの直交位相信号
でＩチャンネル変調信号及びＱチャンネル変調信号を変
調して９０度の位相差を有する２つの信号を生成し、電
力結合器でこの２つの信号を結合しバンドパスフィルタ
を介して送出する構成となっている。また受信機側で
は、９０度位相発生器によりこの受信信号を９０度位相
し、ミクサにより０度受信信号と９０度受信信号とを乗
算して受信データを得る構成となっている。

【０００４】このような９０度の位相差を有する２つの
搬送波信号すなわち直交する信号波を集積回路により得
る技術として、次の２つの方法がある。一つの方法はＲ
Ｃ移相法であり、直列接続したコンデンサ及び抵抗器に
電流を流すと、コンデンサ端子間電圧はその電流に対し
て９０度の位相差を有し、抵抗器端子間電圧はその電流
と同相となることを利用したものである。

【０００５】他の一つの方法はデジタル移相法であり、
入力された搬送波信号の周波数と２倍の周波数の信号を
つくり、これを２つのＴフリップフロップのクロック信
号とし、一方のＴフリップフロップをこのクロック信号
の立ち上がりエッジでセットし、他方のＴフリップフロ
ップをこのクロック信号の立ち下がりエッジでセットす
ると、各フリップフロップの出力信号として９０度の位
相差を有する搬送波信号と同じ周波数の２つの信号が得
られることを利用したものである。

【０００６】９０度位相発生器の９０度の位相差を持つ
２つの出力は、後段の信号処理において品質を保つた
め、位相差だけではなく振幅もそろっている必要があ
る。従来のアナログ式９０度位相発生器においては、９
０度の位相を持つ２つの出力の振幅は、１つの信号源か
ら、異なった方法で２つの出力を作っているので、ある
特定の周波数に対しては振幅が等しくなるが、製造上の
ばらつき、温度による特性の変化、あるいは、広い入力
周波数に対しては、振幅がそろわない現象がみられ、９
０度位相発生器によっては、自動振幅調整回路を内蔵し
ている。

【０００７】このような例として、図９（図１０には簡
略図）に示すようなBanu及びWangの位相発生器（米国特
許５６０８７９６記載）が知られている。

【０００８】振幅を調整するために、まず、ピークディ
テクタ９１、９２（図１０）を用いて、調整すべき信号
の振幅を検波する方法がとられているが、２つの電圧制
御型位相器から出力された、９０度の位相差を持つ２つ
の信号が、別々に検波され、その２つの検波された出力
を比較器で比較し、積分器を介して、電圧制御型位相器
の制御入力に、その２つの振幅の差が小さくなるよう
に、負帰還を構成している。１つの電圧制御型位相器
は、積分型でありＲＣ（抵抗−コンデンサ）構成であ
り、その入出力特性は、Ｖ_i＝Ｖ_in・ｊωＲＣ／（１＋ｊωＲＣ）である。もう１つの電圧制御型位相器は、微分型であり
ＣＲ（コンデンサ−抵抗）構成であり、その入出力特性
は、Ｖ_q＝Ｖ_in・１／（１＋ｊωＲＣ）である。ただし、Ｖ_inを入力、Ｖ_iは、積分型電圧制御
位相器の出力、Ｖ_qは微分型電圧制御位相器の出力、ω
を角周波数とする。

【０００９】Ｖ_iとＶ_qを比べると、２つの電圧制御型位
相器を構成する抵抗（Ｒ）とコンデンサ（Ｃ）の特性が
そろっている場合、位相差は、常に９０度であるが、２
つの振幅を等しくするために、 ωＲＣ＝１となるように、調整機能が必要とされる。

【００１０】Banu及びWangの位相発生器においては、２
つの問題がある。１つはこの構成において、この負帰還
のループの中に原理的に、検波器と積分器に各１づつ、
２つのポールが存在するため、回路の安定性について設
計を難しくしている。

【００１１】もう１つの問題は、検波器自体の構成であ
るが、通常、集積回路等、能動部品で構成する場合に
は、トランジスタの差動回路のベースを差動入力として
出力は、共通のエミッタとし、入力周波数の２倍の周波
数とその高調波を含む出力を積分することで、検波器の
出力としている。ところが、トランジスタ自体この構成
では、高周波においては、理想的な検波器とはならず、
出力は、検波される信号のピーク値ではなく、減衰、歪
みのある値となっているので、正確な検波が難しい。

【００１２】検波器内部の積分器で高周波成分が減衰さ
れるが、時定数を大きくすればその減衰率を大きくでき
るものの、回路の安定性の面から、ある程度以上大きく
できない。残留した高周波成分は、積分器に続く、比較
器に入力されるが、その入力回路にオフセットを生じさ
せることがあるので、この点でも、設計を難しくしてい
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】したがって、従来の自
動振幅調整回路を内蔵する位相発生器においては、その
実施する場合の容易性、あるいは、動作周波数、精度に
問題があった。

【００１４】本発明は、かかる従来の回路の不都合を改
善し、高精度かつ高い周波数で動作する９０度位相発生
器を容易に実現することを、その目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、第１位相発生
手段と、第２位相発生手段と、加算手段と、減算手段
と、ミクサ手段とを有し、ミクサ手段の出力を第１位相
発生手段と第２位相発生手段に制御入力として供給する
ことにより、高精度かつ高い周波数で動作する９０度位
相発生器を容易に実現することを可能にする。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１の本発明による９０度位相発
生器は、積分型電圧制御位相器（Ｇ１）１０２、微分型
電圧制御位相器（Ｇ２）１０３、加算器（ＳＵＭ）１０
８、減算器（ＳＵＢ）１１１、ミクサ（Ｍ）１０７、積
分器（Ｓ）１０６から構成される。積分型電圧制御位相
器（Ｇ１）１０２は、１組の信号入力（ＩＮ）１０１、
１組の信号出力（ＩＯ）１０９、及び、１つの制御入力
（ＣＩ）１０４をもつ。

【００１７】微分型電圧制御位相器（Ｇ２）１０３も同
様に、１組の信号入力（ＩＮ）１０１、１組の信号出力
（ＱＯ）１１０、及び、１つの制御入力（ＣＩ）１０５
をもつ。積分型電圧制御位相器（Ｇ１）１０２は、制御
入力（ＣＩ）１０４の電圧が増加すると、出力（ＩＯ）
１０９の振幅が増加するとともに位相も進む。微分型電
圧制御位相器（Ｇ２）１０３は、制御入力（ＣＩ）１０
５の電圧の増加に対して、出力（ＱＯ）１１０の振幅が
減少するとともに、位相は進む。

【００１８】加算器（ＳＵＭ）１０８は、積分型電圧制
御位相器（Ｇ１）１０２の出力（ＩＯ）１０９と、微分
型電圧制御位相器（Ｇ２）１０３の出力（ＱＯ）１１０
の２つの信号を加算し、ミクサ（Ｍ）１０７の１つの入
力に出力する。

【００１９】減算器（ＳＵＢ）１１１は、積分型電圧制
御位相器（Ｇ１）の出力（ＩＯ）から微分型電圧制御位
相器（Ｇ２）の出力（ＱＯ）を減算し、ミクサ（Ｍ）１
０７のもう１つの入力に出力する。

【００２０】ミクサ（Ｍ）１０７は、加算器（ＳＵＭ）
１０８の出力と減算器（ＳＵＢ）１１１の出力を２つの
入力にして、その出力を積分器（Ｓ）１０６の入力とす
る。積分器（Ｓ）１０６は、ミクサ（Ｍ）１０７の出力
を積分して、積分型電圧制御位相器（Ｇ１）１０２及び
微分型電圧制御位相器（Ｇ２）１０３の各制御入力（Ｃ
Ｉ）１０４、１０５を制御し、出力に低域通過特性を持
たせている。

【００２１】このような構成としたことにより、積分型
電圧制御位相器（Ｇ１）１０２及び微分型電圧制御位相
器（Ｇ２）１０３の２つの出力の振幅が正確に同じ場
合、加算器（ＳＵＭ）１０８の出力と減算器（ＳＵＢ）
１１１の出力の位相差は９０度となり、ミクサ（Ｍ）１
０７の出力の直流成分は０、したがって積分器（Ｓ）１
０６の出力は一定となる。また、積分型電圧制御位相器
（Ｇ１）１０２及び微分型電圧制御位相器（Ｇ２）１０
３の２つの信号出力１０９、１１０の振幅は、その制御
入力（ＣＩ）１０４、１０５、すなわち積分器（Ｓ）の
出力により制御されているので、一定とすることができ
る。したがって、この９０度位相発生器の２つの出力の
振幅の差を０のまま保つことができる。

【００２２】また、出力の振幅の差が０からずれると、
加算器（ＳＵＭ）１０８の出力と減算器（ＳＵＢ）１１
１の出力の位相差が９０度からずれて、それに続くミク
サ（Ｍ）１０７の出力に直流分が生じ、これに基づく積
分器１０６の出力が変化する。積分器Ｓの出力の変化に
応じて、積分型電圧制御位相器（Ｇ１）１０２及び微分
型電圧制御位相器（Ｇ２）１０３の２つの出力１０４、
１０５の振幅も変化して、その振幅の差が０になるよう
に調整される。

【００２３】ミクサ（Ｍ）１０７の出力からは、入力周
波数の２倍の周波数と、位相差としての直流分が生じ、
それに続く積分器１０６では、ミクサ出力の直流分のみ
利用するので、ミクサが十分動作する周波数であれば、
その入力の２倍の周波数でのミクサ１０７の利得は、小
さくてもよい。このため、本発明の９０度位相発生器に
よれば、高い精度かつ、従来にはないより高い周波数で
安定に動作させることができる。

【００２４】次に、このように構成された本発明の一実
施形態による９０度位相発生器の動作を説明する。積分
型電圧制御位相器の出力Ｖ_i及び、微分型電圧制御位相
器の出力Ｖ_qは、入力をＶ_inとすると、Ｖ_i＝Ｖ_in・ｊωＲＣ／（１＋ｊωＲＣ）Ｖ_q＝Ｖ_in・１／（１＋ｊωＲＣ）となる。Ｖ_iをＶ_qで表わすと、Ｖ_i＝Ｖ_q・ｊωＲＣとなる。

【００２５】Ｖ_i及びＶ_qを時刻ｔの関数に置き換え、Ｖ
_qの振幅を１となるように、正規化すると、次の様に表
わせられる。Ｖ_iの振幅は、Ｖ_qに対して、ωＲＣ倍となる。積分型電
圧制御位相器及び微分型電圧制御位相器の抵抗Ｒは、そ
の値が制御入力ＣＩの電圧に応じて決まるので、制御入
力ＣＩを調整してωＲＣ＝１とすること、すなわち、Ｖ
_iとＶ_qの振幅をそろえることが可能である。

【００２６】つぎに、これらの信号が、加算器（ＳＵ
Ｍ）と減算器（ＳＵＢ）に入力される。加算器の出力Ｐ
は、Ｐ＝Ｖ_q＋Ｖ_i ＝sin（ωｔ）＋ωＲＣ・cos（ωｔ）ここで、１＝Ａ・sin（φ）、 ωＲＣ＝Ａ・cos（φ）とおいて、Ｐの式を書き直すと、Ｐ＝Ａ・sin（φ）・sin（ωｔ）＋Ａ・cos（φ）・cos（ωｔ）＝Ａ・cos（ωｔ−φ）となる。

【００２７】減算器の出力Ｎは、Ｎ＝Ｖ_i−Ｖ_q ＝ωＲＣ・cos（ωｔ）−sin（ωｔ）となる。ここで、同様に１＝Ａ・sin（φ）、 ωＲＣ＝Ａ・cos（φ）とおいて、Ｎの式を書き直すと、Ｎ＝Ａ・cos（φ）・cos（ωｔ）−Ａ・sin（φ）・sin（ωｔ）＝Ａ・cos（ωｔ＋φ）となる。

【００２８】ミクサＭにおいて、次式の演算が実行され
る。Ｚ＝Ｐ・Ｎすなわち、Ｚ＝Ａ・cos（ωｔ−φ）・Ａ・cos（ωｔ＋φ）＝Ａ²／２・｛cos（２φ）＋cos（２ωｔ）｝である。

【００２９】その直流成分（Ｚ）_dcは、（Ｚ）_dc＝Ａ²／２・cos（２φ）＝Ａ²／２・cos²（φ）−Ａ²／２・ｓin²（φ）＝｛（ωＲＣ）²−１｝／２である。これは、まさに出力ＱＯと出力ＩＯの振幅を比
較しているのと等価である。

【００３０】積分型電圧制御位相器１０２の出力ＩＯと
微分型電圧制御位相器１０３の出力ＱＯの振幅が等しけ
れば、ミクサＭ１０７の出力の直流成分は０となり、し
たがって積分器Ｓ１０６の出力ＳＯは一定となる。ま
た、積分型電圧制御位相器１０２及び微分型電圧制御位
相器１０３の振幅は、その制御入力ＣＩ、すなわち積分
器Ｓの出力ＳＯにより制御されているので、一定とな
る。したがって、９０度位相器の２つの出力ＩＯ、ＱＯ
の振幅は等しいまま保たれる。

【００３１】出力ＩＯ、ＱＯの振幅の比が１からずれる
と、ミクサ１０７の出力の直流成分が出現し、これに基
づく積分器Ｓ１０６の出力ＳＯが変化する。積分器Ｓ１
０６の出力ＳＯの変化に応じて、９０度位相発生器の出
力振幅も変化して、２つの出力ＩＯ、ＱＯの振幅の比が
１になるように調整される。

【００３２】ミクサＭの出力の直流分（Ｚ）ｄｃが正の
とき、積分器の出力ＳＯは上昇し電圧制御型振幅調整器
の制御入力ＣＩの値も上昇すると、（Ｚ）ｄｃ＝｛（ωＲＣ）²−１｝／２のＲの値が小さくなるので、直流分（Ｚ）ｄｃは、０に
なるまで減少する。ミクサの出力の直流分（Ｚ）ｄｃが
負の時は、逆になる。

【００３３】ミクサＭの出力からは、入力周波数の２倍
の周波数と、振幅比のずれとしての直流分が生じ、それ
に続く積分器では、ミクサ出力の直流分のみ利用するの
で、ミクサが十分動作する周波数であれば、その入力の
２倍の周波数でのミクサの利得は、小さくてもよい。

【００３４】図１においては、積分型電圧制御位相器１
０２、微分型電圧制御位相器１０３、加算器１０８、減
算器１１１、ミクサ１０７、積分器１０６からなる９０
度位相発生器を表したが、本発明の９０度位相発生器
は、これら要素すべてを含むような構成には限られず、
一部が統合したような形態、別の素子に機能が分離した
ような形態などもとることができる。

【００３５】図２には、２つの位相器１０２、１０３に
おいてＭＯＳトランジスタを電圧制御可変抵抗として利
用しており、また、ミクサ（ＭＩＸ）が加算器１０８と
減算器１１１の機能を統合したような構成を示してい
る。１組の入力ＩＮＰ、ＩＮＮが入力され、ＩＯＰ、Ｉ
ＯＮとＱＯＰ、ＱＯＮの２つの出力が出力される。キャ
パシタＣ５は積分器として機能する。２つの位相器１０
２、１０３で用いられるＭＯＳトランジスタは、図３
Ａ、Ｂに示すように用いている。ドレイン−ソース間抵
抗Ｒ_DSとゲート−ソース間電圧Ｖ_GSの関係は、図３Ｃに
示すようになるので、ＭＯＳトランジスタを電圧制御可
変抵抗として用いることができる。

【００３６】図４には、図２のミクサＭＩＸの具体的構
成の例を示した。入力ＸＰ、ＸＮと入力ＹＰ、ＹＮの２
組の入力が供給され、ミクサ出力ＭＯを出力する。入力
ＸＰ、ＸＮは加算され、入力ＹＰ、ＹＮは減算される。

【００３７】図５は、図４の構成と比べ、ミクサＭＩＸ
を２つ設けてあり、ＩＯＰ、ＩＯＮ、ＱＯＰ、ＱＯＮに
対するミクサの負荷をバランスしてある。ミクサのＸ、
Ｙ入力間の時間誤差を減少させることができている。

【００３８】図６は、図２の構成と比べ、加算器ＳＵＭ
と減算器ＳＵＢを別に設けてある。図７は、図６の加算
器ＳＵＭと関連して、加算器の具体例を示した。ＸＰ、
ＸＮと、ＹＰ、ＹＮの２組の入力が入力され、ＯＰ、Ｏ
Ｎの１組の出力が出力される。図８は、図７と同様に、
図６の減算器ＳＵＢの具体例を示した。

【００３９】

【発明の効果】本発明の９０度位相発生器は、以上のよ
うに構成されているため、高精度かつ、高い周波数で安
定に動作させることが、可能となった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態による９０度位相発生器の
構成を示すブロック図。

【図２】本発明の一実施形態による９０度位相発生器の
構成を示す図。

【図３】ＭＯＳトランジスタを電圧制御可変抵抗として
利用した構成を示す図。

【図４】ミクサの構成を示す図。

【図５】本発明の一実施形態による９０度位相発生器の
構成を示す図。

【図６】本発明の一実施形態による９０度位相発生器の
構成を示す図。

【図７】加算器の構成を示す図。

【図８】減算器の構成を示す図。

【図９】従来の自動振幅調整器の一例を示すブロック
図。

【図１０】従来の自動振幅調整器の一例を示すブロック
図。

【符号の説明】

１０１、ＩＮ入力１０２、Ｇ１積分型電圧制御位相器１０３、Ｇ２微分型電圧制御位相器１０６、Ｓ積分器１０７、Ｍミクサ１０８、ＳＵＭ加算器１０９、ＩＯ出力１１１０ＱＯ出力２１１１、ＳＵＢ減算器

フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 ＭｏｕｎｔａｉｎＡｖｅｎｕｅ, ＭｕｒｒａｙＨｉｌｌ，ＮｅｗＪｅｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. Ｆターム(参考） 5J098 AA03 AA11 AA14 AB03 AB06 AB07 AB25 AD02 AD03 AD05 DA04 DA06 5K004 AA03 AA05 AA08 DA14 FE11 JE05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１出力と第２出力との間で所定の位相
を発生する位相発生器であって、 (A)第１出力を出力する第１位相発生手段と、 (B)第２出力を出力する第２位相発生手段と、 (C)第１位相発生手段と第２位相発生手段それぞれから
供給される第１入力と第２入力の加算処理をする加算手
段と、 (D)第１位相発生手段と第２位相発生手段それぞれから
供給される第１入力と第２入力の減算処理をする減算手
段と、 (E)前記加算手段と前記減算手段の出力が供給され、低
域通過特性を有するミクサ手段とを有し、前記ミクサ手段の出力は第１位相発生手段と第２位相発
生手段に制御入力として供給されることを特徴とする位
相発生器。