JPH0362619A - 周波数シンセサイザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は、間接式周波数シンセサイザに関し、特に広い
周波数範囲にわたり位相同期状態が得られる周波数シン
セサイザに関する。

［従来の技術］ 電圧制御発振器の出力周波数信号を基準信号発生器の出
力周波数信号でサンプリングし、そのサンプリング信号
を位相比較器に供給して位相同期状態を得るようにした
周波数シンセサイザが、昭和５３年度電気通信学会通信
部門全国大会発表論文３９６番「９００ＭＨｚ帯ディジ
タルミキサ方式シンセサイザ」に説明されている。第２
図は、この論文に記載されたシンセサイザのブロック図
である。

この第２図に示す周波数シンセサイザは、電圧制御発振
器３の出力周波数信号を基準信号発生器上の出力周波数
信号でサンプラ２においてサンプリングしている。サン
プラ２の出力周波数信号を分周値が可変である可変分周
器４に導き、可変分周器４によって分周された信号と、
基準信号発生器１の出力周波数信号を固定分周器６によ
って分周した信号とを、位相比較器５において周波数位
相比較を行い、その出力誤差信号を電圧制御発振器３に
負帰還することにより、位相誤差状態を得るようにして
いる。

［発明が解決しようとする課題］ 上述した従来の周波数シンセサイザの回路では、第２図
に示すように、サンプラ２の出力周波数をｆＱ、電圧制
御発振器３の出力周波数をｆＯ１基準信号発生器ｌの出
力周波数をｆＲとすると、ｆＱはｆＯ＞ｆＲのとき、 ｆＱ　＝　　ｌ　　ｆＯ−ｍｆＲ−・・・・（１）ｆＱ
　≦　ｆ　Ｒ／　２　　　　　　　・・・・・・・・　
（２）で表される。この関係は、前述した論文に説明さ
れている。

ここで、（１）式において、ｆＯ−ｍｆＲ＝ｏのとき、
ｆＱ＝ｏであるから可変分周器４は分周不可能となる。

また、（１）式をより正確に表すと、ｆＯ≦（ｍ＋１／
２）　ｆＲ（７）ときｆＱ　＝　　ｆＯ−ｍｆＲ−（３
） ｆＯ≧（ｍ＋１／２）ｆＲのとき ｆＱ　＝　　（ｍ＋１）ｆＲ−ｆＯ （４） となる。従って、ｆＯ＝　（ｍ＋１／２）ｆＲの前後に
おいて、ｆＱの周波数変化方向が反転し、周波数位相比
較器５の比較動作が不可能となる。このとき、（３）式
＝（４）式であるから、 ｆＱ １／２ｆＲ となる。

つまり、従来の周波数シンセサイザの位相同期状態が得
られる周波数範囲は、 ０　＜　ｆＱ　＜　１／２ｆＲ 限定されるという欠点がある。この周波数範囲は、第３
図に示す周波数・ｆ　１−　ｆ　２の範囲である。

この周波数範囲が限定されるという問題点を解決するた
めには、基準信号発生器１の周波数ｆＲを上げて周波数
範囲を広げる方法が考えられるが、基準信号発生器１と
して一般的に使用される水晶発振器には周波数の上限が
あり、有効な手段とはならない。

［課題を解決するための手段］ 本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、基準
信号発生器に低い周波数の基準信号発生器を使用しても
広い周波数範囲にわたって位相同期状態が得られるよう
にすることを目的とし、この目的を達成するために、基
準信号発生器の出力周波数信号で電圧制御発振器の出力
周波数信号をサンプリングし、サンプリング信号を分周
値が可変な分周器に供給して分周すると共に、基準信号
発生器の出力周波数信号を固定分周器に供給して分周し
、これらの分周信号を周波数比較器において比較して電
圧制御発振器に負帰還する周波数シンセサイザにおいて
、基準信号発生器の出力周波数信号を１／２分周した信
号と、電圧制御発振器の出力周波数信号とを周波数混合
する周波数混合器と、周波数混合器によって周波数混合
された周波数信号と電圧制御発振器の出力周波数信号の
出力周波数信号との切替を行う切替器と、切替器を所要
の周波数に応じて切替え制御する制御器とを設け、所要
の周波数に応じて制御器の出力ディジタル信号を変化さ
せ、アナログディジタル変換して得られた電圧と位相比
較器からの位相誤差電圧とを電圧加算した信号を電圧制
御発振器に負帰還するように構成されている。

［実施例］ 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は、本発明による周波数シンセサイザの一実施例
を示すブロック図である。図中、第２図と同じ構成部分
には同じ参照番号を付して説明を省略する。

第１図に示す基準信号発生器１、サンプラ２、電圧制御
発振器３、可変分周器４、位相比較器５および固定分周
器６４こよって構成される回路で実現できる周波数範囲
は、第２図について前述したように、第３図に示す周波
数ｆ１〜ｆ２の範囲のみである。

第１図において、基準信号発生器上の出力周波数信号は
１／２分周器７に供給され、ここで工／２分周される。

１／２分周された周波数信号と電圧制御発振器３の出力
周波数信号とが周波数混合器８によって周波数混合され
る。周波数混合器８の出力周波数信号と電圧制御発振器
３の出力周波数信号は切替器１０に供給され、切替器Ｉ
Ｏによって切替え選択が行われる。切替器１０は、所要
とする周波数に応じて制御器９からの制御信号によって
切替制御され、切替器１０によって切替え選択された周
波数混合器８の出力周波数信号または電圧制御発振器３
の出力周波数信号が周波数シンセサイザの出力周波数信
号として外部に出力される。

アナログディジタル変換器１１は、制御器９からのディ
ジタル信号を受け、所要の周波数に対応するアナログ電
圧を発生して電圧加算器１２に供給する。電圧加算器１
２は、アナログディジタル変換器１１の出力電圧と位相
比較器５の出力電圧を加算して電圧制御発振器３に負帰
還する。これにより周波数シンセサイザは位相同期状態
を得る。

上述した構成により、広い周波数範囲にわたって位相同
期状態が得られる周波数シンセサイザが実現できる。

次に動作について第３図を用いて詳細に説明する。

電圧制御発振器３の出力周波数ｆＯと、サンプラ２の出
力周波数ｆａの関係は、第３図のＡ−Ｂの範囲において
次のようになる。

ｆＱ＝ｆｏ　−ｍｆＲ ｆＱ／Ｎ　＝　　ｆＲ／Ｍ ｆＱ＜ｆＲ／２ ・・・・・・・・　（５） ・・・・・・・・　（６） ・・・・・・・・　（７） ｍは正の整数、Ｎは固定分周器６の分周数、Ｎは可変分
周器４の分周数である。

（５）式および（６）式・より となる。このとき制御器９はアナログディジタル変換器
上１の出力電圧が所要の周波数に対応した電圧となるよ
うなディジタル信号を発生する。例えば、第３図に示す
周波数ｆ１のときの電圧■１である。

次に、第３図のＢ−Ｃの範囲の周波数が設定されると、
制御器９は出力信号を電圧制御発振器３の出力周波数信
号から周波数混合器８の出力周波数信号に切り替えるよ
うに、切替器１０に制御信号を送出する。

このときの出力周波数をｆＯＯとするとｆｏｏ　＝　　
ｆｏ＋−ｆＲ・・・・・・・・　（９）となる。

第３図のＣ−Ｄの範囲においては、ｍの次数がｍ＋１に
変化するのみでｆＲの変化は、上述したＡ−Ｂの範囲と
同じである。従って、この範囲の周波数が設定されたと
きは、ｍ次の周波数範囲内にｆＯが落ちこまないように
アナログディジタル変換器１１の出力電圧を変化させる
必要がある。

例えば、周波数ｆ４のときは電圧■４となるように、ア
ナログディジタル変換器１１の出力電圧を変化させる必
要がある。

このときの出力周波数は、 Ｍ となる。

以上、Ａ−Ｄの範囲は（８）式、（９）式、および（工
Ｏ）式によって表される。ただし、（８）式と（９）式
、および（９）式と（１０）が連続的に変化するために
は以下の条件が必要となる。

（９）式−（８）式 ・・・・・・・・　（１１） Ｋは正の整数である。

河 また、 （１０）式−（９）式＝ （１３）式は、（１２）式と同じなので（１２）式を満
足すればよいことになる。

以上で述べたように（１２）式を満足する条件のもとで
、（８）式、（９）式、および（１０）式は連続的に変
化する。つまり、第３図に示すＢ−Ｄの広い周波数範囲
にわたって位相同期状態が得られることになる。

次に、 実際の数値を用いて説明する。

いま、 ｆＲ＝５０ＭＨｚ。

ｍ＝　９、Ｍ＝１００ ０とすると、 （８）式、 （９）式、 および（１０）式は、 そ れぞれ次のようになる。

１ ＝　　４５０ＭＨｚ　＋　　ＮＩ　　Ｘ　　０．０５Ｍ
Ｈｚ　　・・・・・・　（８′）＝　　４７５ＭＨｚ　
＋　　Ｎ２　Ｘ　　０．０５ＭＨｚ　　・・・・・・　
（９′）＝　　５００ＭＨｚ　＋　　Ｎ３　　Ｘ　　Ｏ
，０５ＭＨｚ　　・・・・・（１０’）（１２）式は、 １ ２ ＋ に ０００ Ｎｌ　　−Ｎ２＋　　Ｋ　　＝　　５００（１４） また、 （６）式および（７）式より 〈 ００ （１５） （１４）式および（１５）式より Ｎ１＝４９８、 Ｎ２＝２、 Ｋ＝４とすると、 次の表が完成 する。

この表から分かるように、４５０．１ＭＨｚ〜５２４．
９ＭＨｚの広い周波数範囲にわたり２００ＫＨｚステツ
プで周波数が変化する周波数シンセサイザが実現される
。

同様の方法で、更に広い出力周波数を得ることも容易で
ある、 ［発明の効果］ 以上で説明したように、本発明は、基準信号発生器の出
力周波数信号で電圧制御発振器の出力周波数信号をサン
プリングし、サンプリング信号を分周値が可変な分周器
に供給して分周すると共に、基準信号発生器の出力周波
数信号を固定分周器に供給して分周し、これらの分周信
号を周波数比較器において比較して電圧制御発振器に負
帰還する周波数シンセサイザにおいて、基準信号発生器
の出力周波数信号を１／２分周した信号と、電圧制御発
振器の出力周波数信号とを周波数混合する周波数混合器
と、周波数混合器によって周波数混合された周波数信号
と電圧制御発振器の出力周波数信号の出力周波数信号と
の切替を行う切替器と、切替器を所要の周波数に応じて
切替え制御する制御器とを設け、所要の周波数に応じて
制御器の出力ディジタル信号を変化させ、アナログディ
ジタル変換して得られた電圧と位相比較器からの位相誤
差電圧とを電圧加算した信号を電圧制御発振器に負帰還
するように構成したので、基準信号発生器に低い周波数
の基準信号発生器を使用しても広い周波数範囲にわたっ
て位相同期状態が得られるようにすることが可能となる
。

【図面の簡単な説明】

第上図は、本発明による周波数シンセサイザの一実施例
を示すブロック図、 第２図は、従来の周波数シンセサイザを示すブロック図
、 第３図は、第１図に示す回路の動作を説明する特性図で
ある。 基準信号発生器 サンプラ 電圧制御発振器 可変分周器 位相比較器 固定分周器 １／２分周器 周波数混合器 制御器 切替器 アナログディジタル変換器 電圧加算器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 基準信号発生器の出力周波数信号で電圧制御発振器の出
   力周波数信号をサンプリングし、該サンプリング信号を
   分周値が可変な分周器に供給して分周すると共に、前記
   基準信号発生器の出力周波数信号を固定分周器に供給し
   て分周し、これらの分周信号を周波数比較器において比
   較して前記電圧制御発振器に負帰還する周波数シンセサ
   イザにおいて、 前記基準信号発生器の出力周波数信号を１／２分周した
   信号と、前記電圧制御発振器の出力周波数信号とを周波
   数混合する周波数混合器と、該周波数混合器によつて周
   波数混合された周波数信号と前記電圧制御発振器の出力
   周波数信号の出力周波数信号との切替を行う切替器と、 該切替器を所要の周波数に応じて切替え制御する制御器
   とを有し、 前記所要の周波数に応じて前記制御器の出力ディジタル
   信号を変化させ、アナログディジタル変換して得られた
   電圧と前記位相比較器からの位相誤差電圧とを電圧加算
   した信号を前記電圧制御発振器に負帰還することを特徴
   とする周波数シンセサイザ。