JPH0345937B2 - - Google Patents
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- JPH0345937B2 JPH0345937B2 JP58130193A JP13019383A JPH0345937B2 JP H0345937 B2 JPH0345937 B2 JP H0345937B2 JP 58130193 A JP58130193 A JP 58130193A JP 13019383 A JP13019383 A JP 13019383A JP H0345937 B2 JPH0345937 B2 JP H0345937B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/0966—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop modulating the reference clock
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/095—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation to the loop in front of the voltage controlled oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
- H03L7/23—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop with pulse counters or frequency dividers
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、周波数変調（FM変調）された任
意の周波数の信号を出力することができるFM信
号発生器に係わり、特に、そのFM基準信号源を
形成するFM信号発生PLL回路に関するものであ
る。
意の周波数の信号を出力することができるFM信
号発生器に係わり、特に、そのFM基準信号源を
形成するFM信号発生PLL回路に関するものであ
る。
電子機器における調整用の標準信号発生器等に
おいては、周波数変調された信号源が要求され、
かつ、その中心周波数が変化できるようなFM信
号発生器が必要となる。
おいては、周波数変調された信号源が要求され、
かつ、その中心周波数が変化できるようなFM信
号発生器が必要となる。
第１図はかゝるFM信号発生器の回路例を示し
たもので、１０はFM変調信号enで周波数変調さ
れるFM基準信号源、２０は位相検出器、３０は
FM変調信号enの周波数より高い周波数をカツト
するローパスフイルタ、４０は電圧制御発振器
（VCO）、５０は分周回路でその分周比Ｎは可変
できるものである。
たもので、１０はFM変調信号enで周波数変調さ
れるFM基準信号源、２０は位相検出器、３０は
FM変調信号enの周波数より高い周波数をカツト
するローパスフイルタ、４０は電圧制御発振器
（VCO）、５０は分周回路でその分周比Ｎは可変
できるものである。
このようなブロツク回路は良く知られているよ
うに、FM基準信号源１０の周波数rと周波数r
と電圧制御発振器４０の発振周波数sをＮ分周し
た周波数s／Ｎとが一致するように同期がかゝる PLL（Phase Lock Loop）回路を構成するもので
ある。
うに、FM基準信号源１０の周波数rと周波数r
と電圧制御発振器４０の発振周波数sをＮ分周し
た周波数s／Ｎとが一致するように同期がかゝる PLL（Phase Lock Loop）回路を構成するもので
ある。
したがつて、今、FM変調信号enが０であれ
ば、電圧制御発振器４０の発振周波数sはFM基
準信号源１０の中心周波数pに対しs＝Ｎ・pと
なり、分周比Ｎを変化させることによつて任意の
周波数を出力することができる。
ば、電圧制御発振器４０の発振周波数sはFM基
準信号源１０の中心周波数pに対しs＝Ｎ・pと
なり、分周比Ｎを変化させることによつて任意の
周波数を出力することができる。
又、FM変調信号enを加えFM基準信号源１０
の周波数rが周波数変調されると、その周波数偏
移に対応して電圧制御発振器４０の発振周波数a
も変化し、s＝Ｎ・rのFM信号が出力される。
の周波数rが周波数変調されると、その周波数偏
移に対応して電圧制御発振器４０の発振周波数a
も変化し、s＝Ｎ・rのFM信号が出力される。
ところで、上述したようなFM基準信号源１０
としては周波数安定度の高いものが好ましいが、
周波数安定度の高い、例えば水晶発振器等を採用
すると、大きな周波数偏移を得ることができない
という問題があり、逆に比較的周波数変調がかゝ
り易いLC回路からなるLC発振器を採用すると、
周波数偏移の小さい場合に、LC発振器の中心周
波数変動がFM変調信号enを加えた時の周波数偏
移に比べて無視しえない値となり、電圧制御発振
器４０から出力される信号の中心周波数精度が著
るしく悪化するという問題がある。
としては周波数安定度の高いものが好ましいが、
周波数安定度の高い、例えば水晶発振器等を採用
すると、大きな周波数偏移を得ることができない
という問題があり、逆に比較的周波数変調がかゝ
り易いLC回路からなるLC発振器を採用すると、
周波数偏移の小さい場合に、LC発振器の中心周
波数変動がFM変調信号enを加えた時の周波数偏
移に比べて無視しえない値となり、電圧制御発振
器４０から出力される信号の中心周波数精度が著
るしく悪化するという問題がある。
この発明は、かゝる実状にかんがみてなされた
もので、周波数安定度の高い第１の信号源と、周
波数変調が深くかゝる第２の信号源を備え、これ
らの信号源を１つのPLL回路内に配置すること
によつて周波数偏移を広い範囲で可変すると共
に、後で述べるFM−DCモードにおける信号源
の周波数変動も実用上問題とならないようにした
FM信号発生器を提供するものである。
もので、周波数安定度の高い第１の信号源と、周
波数変調が深くかゝる第２の信号源を備え、これ
らの信号源を１つのPLL回路内に配置すること
によつて周波数偏移を広い範囲で可変すると共
に、後で述べるFM−DCモードにおける信号源
の周波数変動も実用上問題とならないようにした
FM信号発生器を提供するものである。
以下、この発明の概要を図面に基づいて説明す
る。
る。
第２図はこの発明の一実施例をブロツク図とし
たもので、特に、図中のFM基準信号源１０に特
徴を有している。なお、第１図と同一記号は同一
機能を示すブロツクである。
たもので、特に、図中のFM基準信号源１０に特
徴を有している。なお、第１図と同一記号は同一
機能を示すブロツクである。
この発明のFM信号発生器では、FM基準信号
源１０として、周波数安定度の高い第１の電圧制
御発振器１６と、大きい周波数偏移が得られる第
２の電圧制御発振器１７が備えてあり、これらが
FM変調信号enの周波数がループフイルタのカツ
トオフ周波数より十分高いときはPLL回路によ
つて参照信号erで位相同期されるように構成され
ている。
源１０として、周波数安定度の高い第１の電圧制
御発振器１６と、大きい周波数偏移が得られる第
２の電圧制御発振器１７が備えてあり、これらが
FM変調信号enの周波数がループフイルタのカツ
トオフ周波数より十分高いときはPLL回路によ
つて参照信号erで位相同期されるように構成され
ている。
すなわち、１１は参照信号erと前記第１、第２
の電圧制御発振器１６、又は１７のいずれかの発
振周波数との位相差を検出する位相検出器、１２
はフイルタ、１３は直流増幅器、又は減衰器等か
らなる利得制御回路、１４はFM変調信号enと周
波数制御信号の加算回路、１５はFM変調信号源
である。
の電圧制御発振器１６、又は１７のいずれかの発
振周波数との位相差を検出する位相検出器、１２
はフイルタ、１３は直流増幅器、又は減衰器等か
らなる利得制御回路、１４はFM変調信号enと周
波数制御信号の加算回路、１５はFM変調信号源
である。
なお、１８は分周回路であり、PLL回路が動
作しているときは参照信号erの周波数と、前記第
１、又は第２の電圧制御発振器１６，１７の発振
周波数（中心周波数）を１／Ｍにした信号と一致さ せるものである。
作しているときは参照信号erの周波数と、前記第
１、又は第２の電圧制御発振器１６，１７の発振
周波数（中心周波数）を１／Ｍにした信号と一致さ せるものである。
又、S1は前記第１、第２の電圧制御発振器１
６、又は１７のいずれかを選択するスイツチで、
このスイツチS1の切り替えと同時にPLL回路の
ループゲインを調整している利得制御回路１３の
利得を変更するものである。
６、又は１７のいずれかを選択するスイツチで、
このスイツチS1の切り替えと同時にPLL回路の
ループゲインを調整している利得制御回路１３の
利得を変更するものである。
この発明のFM信号発生器は上記したような構
成とされているので、FM基準信号源１０からは
周波数安定度の高い第１の電圧制御発振器１６又
は周波数偏移を大きくできる第２の電圧制御発振
器１７からの信号がスイツチS1の切り替えによつ
て出力される。
成とされているので、FM基準信号源１０からは
周波数安定度の高い第１の電圧制御発振器１６又
は周波数偏移を大きくできる第２の電圧制御発振
器１７からの信号がスイツチS1の切り替えによつ
て出力される。
そして、前記第１、第２の電圧制御発振器１
６，１７はPLL回路により参照信号erと位相同期
される。
６，１７はPLL回路により参照信号erと位相同期
される。
今、FM変調信号enが印加され、第１、第２の
電圧制御発振器１６，１７にFMがかけられる
と、参照信号erは無変調とされているので、位相
検出器１１の出力には前記FM変調信号enが出力
される。
電圧制御発振器１６，１７にFMがかけられる
と、参照信号erは無変調とされているので、位相
検出器１１の出力には前記FM変調信号enが出力
される。
フイルタ１２のカツトオフ周波数はこのFM変
調信号enの周波数より充分低い値とされているの
で、フイルタ１２はFM変調信号成分を通過せ
ず、直流成分に近い制御信号のみを通過させる。
そのため参照信号erの周波数と、第１又は第２の
電圧制御発振器１６，１７の中心周波数を１／Ｍに した信号が一致することになり、中心周波数は参
照信号erにフエーズロツクされる。すなわち、第
１、第２の電圧制御発振器１６，１７自体の周波
数安定度が多少悪くても問題がない。この発明で
は、この状態をFM−ACモードと称している。
調信号enの周波数より充分低い値とされているの
で、フイルタ１２はFM変調信号成分を通過せ
ず、直流成分に近い制御信号のみを通過させる。
そのため参照信号erの周波数と、第１又は第２の
電圧制御発振器１６，１７の中心周波数を１／Ｍに した信号が一致することになり、中心周波数は参
照信号erにフエーズロツクされる。すなわち、第
１、第２の電圧制御発振器１６，１７自体の周波
数安定度が多少悪くても問題がない。この発明で
は、この状態をFM−ACモードと称している。
ところで、第１の電圧制御発振器１６は周波数
安定度の高い水晶発振器等で構成されており、制
御電圧の変化に対する周波数偏移、つまり変換利
得が小さく、第２の電圧制御発振器１７は大きい
周波数偏移が得られるようにLC発振器等によつ
て構成されており、その変換利得は大きい。した
がつて、第１の電圧制御発振器１６がスイツチS1
で選択されている時のループゲインの方が、第２
の電圧制御発振器１７が選択されている時のルー
プゲインより小さくなるので、この両者の場合で
PLL回路の応答特性が異なることになり好まし
くない。そのため、この発明ではスイツチS1の選
択に応じて利得制御回路１３の利得を変更し、い
ずれの電圧制御発振器１６，１７が選択されてい
る時も同一のループゲイン（応答特性）で働くよ
うにする。例えば、第１の電圧制御発振器１６が
選択されている時は、第２の電圧制御発振器１７
が選択されているときの利得に対しＫ倍だけ利得
が大きくなるようにしている。
安定度の高い水晶発振器等で構成されており、制
御電圧の変化に対する周波数偏移、つまり変換利
得が小さく、第２の電圧制御発振器１７は大きい
周波数偏移が得られるようにLC発振器等によつ
て構成されており、その変換利得は大きい。した
がつて、第１の電圧制御発振器１６がスイツチS1
で選択されている時のループゲインの方が、第２
の電圧制御発振器１７が選択されている時のルー
プゲインより小さくなるので、この両者の場合で
PLL回路の応答特性が異なることになり好まし
くない。そのため、この発明ではスイツチS1の選
択に応じて利得制御回路１３の利得を変更し、い
ずれの電圧制御発振器１６，１７が選択されてい
る時も同一のループゲイン（応答特性）で働くよ
うにする。例えば、第１の電圧制御発振器１６が
選択されている時は、第２の電圧制御発振器１７
が選択されているときの利得に対しＫ倍だけ利得
が大きくなるようにしている。
（ただしＫ＝h2／h1であり、h1は第１の電圧制
御発振器の制御電圧の変化に対する周波数偏移、
h2は第２の電圧制御発振器の制御電圧の変化に対
する周波数偏移である。） そのため利得制御回路１３としては可変利得形
の増幅器、又は可変減衰器等が採用される。
御発振器の制御電圧の変化に対する周波数偏移、
h2は第２の電圧制御発振器の制御電圧の変化に対
する周波数偏移である。） そのため利得制御回路１３としては可変利得形
の増幅器、又は可変減衰器等が採用される。
スイツチS2はFM変調信号enの周波数がフイル
タ１２のカツトオフ周波数以下にまで低下する場
合に閉成とするものである。すなわち、FM変調
信号enの周波数が低下し、直流に近くなると、第
１又は第２の電圧制御発振器１６，１７のFM変
調された信号が位相検出器１１で検出され、この
検出されたFM変調信号成分がフイルタ１２を通
過することになり、この検出されたFM変調信号
成分はFM変調信号源１５のFM変調信号enと逆
極性となるので周波数変調をかけることが困難に
なる。
タ１２のカツトオフ周波数以下にまで低下する場
合に閉成とするものである。すなわち、FM変調
信号enの周波数が低下し、直流に近くなると、第
１又は第２の電圧制御発振器１６，１７のFM変
調された信号が位相検出器１１で検出され、この
検出されたFM変調信号成分がフイルタ１２を通
過することになり、この検出されたFM変調信号
成分はFM変調信号源１５のFM変調信号enと逆
極性となるので周波数変調をかけることが困難に
なる。
このような場合には、スイツチS2を閉成して接
地することによつてフイルタ１２からの制御信号
を０レベルに固定してPLL回路のロツク状態を
解除する。この発明ではフイルタ１２からの制御
信号を０レベルに固定した状態をFM−DCモー
ドと称している。この状態では第１、又は第２の
電圧制御発振器１６，１７をフリーランとして周
波数変調がかゝるようにする。
地することによつてフイルタ１２からの制御信号
を０レベルに固定してPLL回路のロツク状態を
解除する。この発明ではフイルタ１２からの制御
信号を０レベルに固定した状態をFM−DCモー
ドと称している。この状態では第１、又は第２の
電圧制御発振器１６，１７をフリーランとして周
波数変調がかゝるようにする。
この場合、第１、又は第２の電圧制御発振器１
６，１７の中心周波数は参照信号erの周波数にフ
エーズロツクされないので、その中心周波数の変
動はそのまゝ出力される。このような場合におい
てFM偏移が小さいときは第２の電圧制御発振器
１７を用いると中心周波数の変動が問題となつて
くるので、周波数安定度の高い第１の電圧制御発
振器１６を使用し、周波数変調をかけることにな
る。
６，１７の中心周波数は参照信号erの周波数にフ
エーズロツクされないので、その中心周波数の変
動はそのまゝ出力される。このような場合におい
てFM偏移が小さいときは第２の電圧制御発振器
１７を用いると中心周波数の変動が問題となつて
くるので、周波数安定度の高い第１の電圧制御発
振器１６を使用し、周波数変調をかけることにな
る。
なお、位相検出器１１から検出される制御信号
の０レベルは同期状態の電位に設計してあるの
で、スイツチS2のオンによつて第１、又は第２の
電圧制御発振器１６，１７の発振周波数が瞬間的
に大きく変化することはない。
の０レベルは同期状態の電位に設計してあるの
で、スイツチS2のオンによつて第１、又は第２の
電圧制御発振器１６，１７の発振周波数が瞬間的
に大きく変化することはない。
第１、又は第２の電圧制御発振器１６，１７に
は前記スイツチS1と連動して動作する発振停止及
び開始スイツチを設け、使用しない電圧制御発振
器１６，１７は発振停止の状態にしておくことが
スプリアス防止の点から好ましい。
は前記スイツチS1と連動して動作する発振停止及
び開始スイツチを設け、使用しない電圧制御発振
器１６，１７は発振停止の状態にしておくことが
スプリアス防止の点から好ましい。
第３図は、第１、又は第２の電圧制御発振器１
６，１７の具体的な一実施例を示す回路図で、
T1は制御信号の入力端子、T2は中心周波数を調
整する入力端子、T3は出力端子である。この回
路において、２１は電圧可変容量ダイオード、２
２は発振周波数を設定する共振回路であり、例え
ば周波数安定度の高い第１の電圧制御発振器１６
の場合は水晶共振子、周波数偏移が広くなる第２
の電圧制御発振器１７の時はLC並列共振回路が
使用される。２３は発振のオン、オフを制御する
スイツチで制御端子Ｃからの信号（スイツチS1と
連動）によつて動作するリレー２４によつて作動
するものである。スイツチ２３がオンすると共振
回路２２に並列に抵抗分が付加され発振が持続で
きなくなり発振停止する。２５は互いに正帰還さ
れているトランジスタQ1，Q2からなる発振回路、
２６はトランジスタQ3，Q4からなる出力回路を
示す。
６，１７の具体的な一実施例を示す回路図で、
T1は制御信号の入力端子、T2は中心周波数を調
整する入力端子、T3は出力端子である。この回
路において、２１は電圧可変容量ダイオード、２
２は発振周波数を設定する共振回路であり、例え
ば周波数安定度の高い第１の電圧制御発振器１６
の場合は水晶共振子、周波数偏移が広くなる第２
の電圧制御発振器１７の時はLC並列共振回路が
使用される。２３は発振のオン、オフを制御する
スイツチで制御端子Ｃからの信号（スイツチS1と
連動）によつて動作するリレー２４によつて作動
するものである。スイツチ２３がオンすると共振
回路２２に並列に抵抗分が付加され発振が持続で
きなくなり発振停止する。２５は互いに正帰還さ
れているトランジスタQ1，Q2からなる発振回路、
２６はトランジスタQ3，Q4からなる出力回路を
示す。
この回路では、入力端子T1から入力される信
号が０レベルの時に、所定の発振周波数（例えば
20MHz）が得られるように入力端子T2の電位
（−Ｅ）及びボリユーム２７を調整して固定する。
この状態で入力端子T1の電位が正、負に変化す
ると電圧可変容量ダイオ−ド２１の容量が変化
し、この容量変化が共振回路２２に付加されるこ
とによつて発振周波数が変化するものである。
号が０レベルの時に、所定の発振周波数（例えば
20MHz）が得られるように入力端子T2の電位
（−Ｅ）及びボリユーム２７を調整して固定する。
この状態で入力端子T1の電位が正、負に変化す
ると電圧可変容量ダイオ−ド２１の容量が変化
し、この容量変化が共振回路２２に付加されるこ
とによつて発振周波数が変化するものである。
前述した第１、第２の電圧制御発振器１６，１
７を選択するスイツチS1は、例えばFM変調信号
enの振幅に応じて自動的に切り替えるようにして
もよく、又周波数偏移に対応してパネル面で切り
替えを指示し、マニユアルで切り替えるようにし
てもよい。又、スイツチS2についてもFM変調信
号enの周波数が低下した時自動的にオンとするよ
うにしてもよく、マニユアルで切り替えるように
してもよい。
７を選択するスイツチS1は、例えばFM変調信号
enの振幅に応じて自動的に切り替えるようにして
もよく、又周波数偏移に対応してパネル面で切り
替えを指示し、マニユアルで切り替えるようにし
てもよい。又、スイツチS2についてもFM変調信
号enの周波数が低下した時自動的にオンとするよ
うにしてもよく、マニユアルで切り替えるように
してもよい。
以上説明したように、この発明のFM信号発生
器は、FM基準信号源として周波数安定度の高い
第１の電圧制御発振器と、周波数偏移が広い第２
の電圧制御発振器を設けてあるので、広い周波数
偏移をもち、かつ、FM変調周波数が低い小さな
周波数偏移でも周波数安定度のよいFM−DCモ
ードの信号を発生することができる。
器は、FM基準信号源として周波数安定度の高い
第１の電圧制御発振器と、周波数偏移が広い第２
の電圧制御発振器を設けてあるので、広い周波数
偏移をもち、かつ、FM変調周波数が低い小さな
周波数偏移でも周波数安定度のよいFM−DCモ
ードの信号を発生することができる。
又、FM−ACモードでは第１、第２の電圧制
御発振器は、同一のPLL回路において参照信号
で位相同期され、電圧制御発振器の切り替えに際
してループゲインを同一になるようにする回路構
成としてので、FM基準信号源として中心周波数
が安定化すると共に、FM変調周波数特性や切換
応答特性も同一になるという利点がある。
御発振器は、同一のPLL回路において参照信号
で位相同期され、電圧制御発振器の切り替えに際
してループゲインを同一になるようにする回路構
成としてので、FM基準信号源として中心周波数
が安定化すると共に、FM変調周波数特性や切換
応答特性も同一になるという利点がある。
第１図は従来のFM信号発生器のブロツク図、
第２図はこの発明の一実施例を示すFM信号発生
器のブロツク図、第３図は第１（第２）の電圧制
御発振器の１例を示す具体的な回路図である。 図中、１１は位相検出器、１２はフイルタ、１
３は利得制御回路、１４は加算回路、１５はFM
変調信号源、１６，１７は第１、第２の電圧制御
発振器、１８は分周回路を示す。
第２図はこの発明の一実施例を示すFM信号発生
器のブロツク図、第３図は第１（第２）の電圧制
御発振器の１例を示す具体的な回路図である。 図中、１１は位相検出器、１２はフイルタ、１
３は利得制御回路、１４は加算回路、１５はFM
変調信号源、１６，１７は第１、第２の電圧制御
発振器、１８は分周回路を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数変調された信号を出力するFM基準信
号源として参照信号に位相同期される電圧制御発
振器を備えてなるFM信号発生器であつて、前記
電圧制御発振器として制御電圧の変化に対する周
波数偏移の小さい第１の電圧制御発振器と、制御
電圧に対する周波数偏移の大きい第２の電圧制御
発振器とを備え、さらに、前記第１または第２の
電圧制御発振器の出力信号のいずれか一方を選択
して出力する切替手段と、前記参照信号と前記選
択された出力信号との位相差を検出する位相検出
器と、該位相検出器の検出信号をろ波するフイル
タと、該フイルタの出力に接続され前記第１の電
圧制御発振器が選択されている時に、その利得が
Ｋ＝h2／h1倍（h2は第２の電圧制御発振器の制御
電圧の変化に対する周波数偏移、h1は第２の電圧
制御発振器の制御電圧の変化に対する周波数偏
移）となるように制御される利得制御回路と、
FM変調信号源の信号と前記利得制御回路の出力
とを加算し、前記第１および第２の電圧制御発振
器に制御信号として供給する加算回路とを備えた
PLL回路からなることを特徴とするFM信号発生
器。 ２ 周波数変調された信号を出力するFM基準信
号源として参照信号に位相同期される電圧制御発
振器を備えてなるFM信号発生器であつて、前記
電圧制御発振器として制御電圧の変化に対する周
波数偏移の小さい第１の電圧制御発振器と、制御
電圧に対する周波数偏移の大きい第２の電圧制御
発振器とを備え、さらに、前記第１または第２の
電圧制御発振器の出力信号のいずれか一方を選択
して出力する切替手段と、前記参照信号と前記選
択された出力信号との位相差を検出する位相検出
器と、該位相検出器の検出信号をろ波するフイル
タと、該フイルタの出力に接続され前記第１の電
圧制御発振器が選択されているときに、その利得
がＫ＝h2／h1倍（h2は第２の電圧制御発振器の制
御電圧の変化に対する周波数偏移、h1は第２の電
圧制御発振器の制御電圧の変化に対する周波数偏
移）となるように制御される利得制御回路と、
FM変調発生源の信号と前記利得制御回路の出力
とを加算し、前記第１および第２の電圧制御発振
器に制御信号として供給する加算回路と、前記
FM変調信号源の信号が前記フイルタのカツトオ
フ周波数以下の時に、前記利得制御回路の出力を
断とするするためのスイツチとを備えたPLL回
路からなることを特徴とするFM信号発生器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58130193A JPS6022828A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | Ｆｍ信号発生器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58130193A JPS6022828A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | Ｆｍ信号発生器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022828A JPS6022828A (ja) | 1985-02-05 |
| JPH0345937B2 true JPH0345937B2 (ja) | 1991-07-12 |
Family
ID=15028308
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58130193A Granted JPS6022828A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | Ｆｍ信号発生器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022828A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4029822A1 (en) | 2021-01-13 | 2022-07-20 | Sumitomo Heavy Industries Construction Cranes Co., Ltd. | Winch brake device |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57188435U (ja) * | 1981-05-25 | 1982-11-30 |
-
1983
- 1983-07-19 JP JP58130193A patent/JPS6022828A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4029822A1 (en) | 2021-01-13 | 2022-07-20 | Sumitomo Heavy Industries Construction Cranes Co., Ltd. | Winch brake device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6022828A (ja) | 1985-02-05 |
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