JPH03289220A - ラジオ受信機 - Google Patents
ラジオ受信機Info
- Publication number
- JPH03289220A JPH03289220A JP8988090A JP8988090A JPH03289220A JP H03289220 A JPH03289220 A JP H03289220A JP 8988090 A JP8988090 A JP 8988090A JP 8988090 A JP8988090 A JP 8988090A JP H03289220 A JPH03289220 A JP H03289220A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- intermediate frequency
- characteristic
- digital filter
- amplification stage
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 36
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 36
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 1
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明はラジオ受信機に係り、特に中間周波増幅段にお
ける位相回転特性等の位相特性を平坦にでき、しかも選
択度特性を急峻にできるラジオ受信機に関する。
ける位相回転特性等の位相特性を平坦にでき、しかも選
択度特性を急峻にできるラジオ受信機に関する。
〈従来技術〉
ラジオ受信機において中間周波増幅段は、フロントエン
ドより発生した中間周波信号を増幅して高い利得を得る
と共に、通過帯域幅をできるだけ狭くして選択度を高め
るようにしている。このため、中間周波増幅段は複数の
増幅回路やバンドパスフィルタを縦続接続して構成され
ている。バンドパスフィルタはＬＣフィルタやセラミッ
クフィルタなどのアナログフィルタにより構成され、所
定の選択特性（通過帯域特性）を得るために、前述のよ
うに数段にわたって縦続接続している。第６図（ａ）は
中間周波増幅段の通過帯域特性を示すもので、中間周波
数±Δｆの範囲を超えた信号成分は中間周波増幅段で急
激に減衰するようになっている。
ドより発生した中間周波信号を増幅して高い利得を得る
と共に、通過帯域幅をできるだけ狭くして選択度を高め
るようにしている。このため、中間周波増幅段は複数の
増幅回路やバンドパスフィルタを縦続接続して構成され
ている。バンドパスフィルタはＬＣフィルタやセラミッ
クフィルタなどのアナログフィルタにより構成され、所
定の選択特性（通過帯域特性）を得るために、前述のよ
うに数段にわたって縦続接続している。第６図（ａ）は
中間周波増幅段の通過帯域特性を示すもので、中間周波
数±Δｆの範囲を超えた信号成分は中間周波増幅段で急
激に減衰するようになっている。
〈発明が解決しようとする課題〉
ところで、中間周波増幅段における位相特性は、第６図
（ｂ）に示すようになり１位相回転を生じている。この
位相回転は音質劣化の原因になり、特に交通情報等のよ
うに復調信号の高い周波数帯に重畳されている信号の波
形歪の原因となって、良好な多重放送受信ができない問
題があった。
（ｂ）に示すようになり１位相回転を生じている。この
位相回転は音質劣化の原因になり、特に交通情報等のよ
うに復調信号の高い周波数帯に重畳されている信号の波
形歪の原因となって、良好な多重放送受信ができない問
題があった。
以上から本発明の目的は、位相回転がなく、しかも急峻
な通過帯域特性（選択特性）が得られるラジオ受信機を
提供することである。
な通過帯域特性（選択特性）が得られるラジオ受信機を
提供することである。
〈課題を解決するための手段〉
上記課題は本発明では、中間周波増幅段と同一あるいは
整向−の周波数帯域を備え、かつ中間周波増幅段と逆の
位相、特性を有するデジタルフィルタを、該中間周波増
幅段に縦続接続することにより遠戚される。
整向−の周波数帯域を備え、かつ中間周波増幅段と逆の
位相、特性を有するデジタルフィルタを、該中間周波増
幅段に縦続接続することにより遠戚される。
〈作用〉
中間周波増幅段の周波数帯域と同一あるいは整向−の周
波数帯域を備え、かつ中間周波増幅段の位相特性と逆の
位相特性を有するデジタルフィルタを、該中間周波増幅
段の出力側に接続する。これにより、通過帯域特性はデ
ジタルフィルタの特性に応じて改善されて急峻になり、
その選択度が向上する。また、中間周波増幅段の位相特
性がデジタルフィルタの位相特性により補正されて位相
回転がなくなる。
波数帯域を備え、かつ中間周波増幅段の位相特性と逆の
位相特性を有するデジタルフィルタを、該中間周波増幅
段の出力側に接続する。これにより、通過帯域特性はデ
ジタルフィルタの特性に応じて改善されて急峻になり、
その選択度が向上する。また、中間周波増幅段の位相特
性がデジタルフィルタの位相特性により補正されて位相
回転がなくなる。
〈実施例〉
第１図は本発明の原理説明図であり、１は中間周波増幅
段、２はデジタルフィルタ部である。デジタルフィルタ
部２は、中間周波増幅段１から出力される信号を所定サ
ンプリング周期でデジタルに変換して出力するＡＤコン
バータ２ａと、中間周波増幅段１と同一あるいは整向−
の通過帯域特性を有すると共に、中間周波増幅段におけ
るアナログバンドパスフィルタのインパルス応答と、時
系列的に逆特性のインパルス応答特性を有するデジタル
フィルタ（たとえばＦＩＲ型デジタルフィルタ）２ｂと
、ＦＩＲ型デジタルフィルタ出力をアナログに変換して
出力するＤＡコンバータ２Ｃとで構成されている。尚、
アナログバンドパスフィルタのインパルス応答が第２図
（、）に示すものであるとすると、それと時系列的に逆
特性のインパルス応答は第２図（ｂ）に示すようになる
。
段、２はデジタルフィルタ部である。デジタルフィルタ
部２は、中間周波増幅段１から出力される信号を所定サ
ンプリング周期でデジタルに変換して出力するＡＤコン
バータ２ａと、中間周波増幅段１と同一あるいは整向−
の通過帯域特性を有すると共に、中間周波増幅段におけ
るアナログバンドパスフィルタのインパルス応答と、時
系列的に逆特性のインパルス応答特性を有するデジタル
フィルタ（たとえばＦＩＲ型デジタルフィルタ）２ｂと
、ＦＩＲ型デジタルフィルタ出力をアナログに変換して
出力するＤＡコンバータ２Ｃとで構成されている。尚、
アナログバンドパスフィルタのインパルス応答が第２図
（、）に示すものであるとすると、それと時系列的に逆
特性のインパルス応答は第２図（ｂ）に示すようになる
。
従って、このインパルス応答特性（第２図（ｂ））を示
すようにデジタルフィルタ２ｂを構成する。
すようにデジタルフィルタ２ｂを構成する。
但し、上記アナログインパルス応答で窓関数をかけて、
逆インパル特性の近似特性を得ても実用的である。
逆インパル特性の近似特性を得ても実用的である。
第３図（ａ）、 （ｂ）はそれぞれ中間周波増幅段及び
デジタルフィルタ部における通過帯域特性、位相特性で
あり、実線Ａ、Ｂは中間周波増幅段１の通過帯域特性１
位相特性、−点鎖線Ａ’ 、Ｂ’はデジタルフィルタ部
２のの通過帯域特性１位相特性である。
デジタルフィルタ部における通過帯域特性、位相特性で
あり、実線Ａ、Ｂは中間周波増幅段１の通過帯域特性１
位相特性、−点鎖線Ａ’ 、Ｂ’はデジタルフィルタ部
２のの通過帯域特性１位相特性である。
中間周波増幅段１にデジタルフィルタ部２を縦続接続す
ることにより、総合通過帯域特性は第３図（ａ）の点線
Ｃで示すように急峻な特性となり、選択度が向上する。
ることにより、総合通過帯域特性は第３図（ａ）の点線
Ｃで示すように急峻な特性となり、選択度が向上する。
又、中間周波増幅段１の位相回転はデジタルフィルタ部
２の位相特性で補正できるため、総合位相特性は第３図
（ｂ）の点線りで示すようになり、位相回転のない平坦
な特性とすることができる。
２の位相特性で補正できるため、総合位相特性は第３図
（ｂ）の点線りで示すようになり、位相回転のない平坦
な特性とすることができる。
ＦＩＲ型デジタルフィルタ２ｂは、例えばＤＳＰ（デジ
タル・シグナル・プロセッサ）で構成することができる
。第４図はＤＳＰ″′Ｃ−ＦＩＲ型デジタルフィルタを
構成する場合のシグナルフロー図であり、ＤＥＬは１サ
ンプリング時間の遅延回路、ＭＵＬは乗算器、ＣＥＧは
ＲＡＭ構成の係数発生部、ＡＤＤは加算器であり、ＤＳ
Ｐは次式％式％ の演算を行って、演算結果を出力する。尚、ＦＩＲ型デ
ジタルフィルタ回路は係数ａｉを変えることによりゲイ
ン特性及び位相特性を変化させることができる。従って
、係数８１を適当に定めることにより、デジタルフィル
タ部２の通過帯域を中間周波増幅段１と一致させること
ができ、しかも位相回転特性を中間周波増幅段１の位相
回転特性と逆にできる。
タル・シグナル・プロセッサ）で構成することができる
。第４図はＤＳＰ″′Ｃ−ＦＩＲ型デジタルフィルタを
構成する場合のシグナルフロー図であり、ＤＥＬは１サ
ンプリング時間の遅延回路、ＭＵＬは乗算器、ＣＥＧは
ＲＡＭ構成の係数発生部、ＡＤＤは加算器であり、ＤＳ
Ｐは次式％式％ の演算を行って、演算結果を出力する。尚、ＦＩＲ型デ
ジタルフィルタ回路は係数ａｉを変えることによりゲイ
ン特性及び位相特性を変化させることができる。従って
、係数８１を適当に定めることにより、デジタルフィル
タ部２の通過帯域を中間周波増幅段１と一致させること
ができ、しかも位相回転特性を中間周波増幅段１の位相
回転特性と逆にできる。
尚、中間周波増幅段の通過帯域特性をデジタルフィルタ
のみで形成しない理由は、 （１）アナログフィルタをいれた方が次数が少なくなり
、しかも （２）デジタルフィルタ部の前に折り返しノイズを防ぐ
ためのローパスフィルタが必要であり、ローパスフィル
タの変わりにＩＦ選択特性を有するアナログのバンドパ
スフィルタを設け、ローパスフィルタの役目を持たせる
方が良いからである。
のみで形成しない理由は、 （１）アナログフィルタをいれた方が次数が少なくなり
、しかも （２）デジタルフィルタ部の前に折り返しノイズを防ぐ
ためのローパスフィルタが必要であり、ローパスフィル
タの変わりにＩＦ選択特性を有するアナログのバンドパ
スフィルタを設け、ローパスフィルタの役目を持たせる
方が良いからである。
第４図は本発明をＲＤＳラジオ受信機に適用した場合の
ブロック図である。尚、ＲＤＳラジオ受信機は、ＦＭラ
ジオ放送信号にデジタルの各種メッセージを重畳する方
式である。
ブロック図である。尚、ＲＤＳラジオ受信機は、ＦＭラ
ジオ放送信号にデジタルの各種メッセージを重畳する方
式である。
図中、１０はアンテナ、１１はフロントエンド、１２は
中間周波増幅段であり、増幅回路やアナログのバンドパ
スフィルタを複数段縦続接続して構成されている。１３
はデジタルフィルタ部であり、第１図に示す構成を有し
、例えば第２図−点鎖線で示す特性を有している。１４
は復調部（Ｄ Ｅ Ｔ）１５はステレオ復調回路（ＭＰ
Ｘ）、１６は低周波増幅器（ＡＭＰ）、１７はスピーカ
である。
中間周波増幅段であり、増幅回路やアナログのバンドパ
スフィルタを複数段縦続接続して構成されている。１３
はデジタルフィルタ部であり、第１図に示す構成を有し
、例えば第２図−点鎖線で示す特性を有している。１４
は復調部（Ｄ Ｅ Ｔ）１５はステレオ復調回路（ＭＰ
Ｘ）、１６は低周波増幅器（ＡＭＰ）、１７はスピーカ
である。
１８は５７ＫＨｚバンドパスフイルタ（ＢＰＦ）であり
、デジタルフィルタ部１３の出力端に接続され、ＲＤＳ
データに基づいて振幅変調された５７ Ｋ Ｈｚの副搬
送波を通過させる。１９はＡＦコード、ＰＩコード等の
メツセージを復調するＲＤＳデコーダ、２０はエラー訂
正回路、２１は中間周波信号の強度Ｌａを検出して出力
するシグナルメータ、２２はステーションディテクタ、
２３は自動追従処理を行うと共に、電子チューニング処
理を行うコントローラ、２４は操作部、２５はＰＬＬ回
路である。
、デジタルフィルタ部１３の出力端に接続され、ＲＤＳ
データに基づいて振幅変調された５７ Ｋ Ｈｚの副搬
送波を通過させる。１９はＡＦコード、ＰＩコード等の
メツセージを復調するＲＤＳデコーダ、２０はエラー訂
正回路、２１は中間周波信号の強度Ｌａを検出して出力
するシグナルメータ、２２はステーションディテクタ、
２３は自動追従処理を行うと共に、電子チューニング処
理を行うコントローラ、２４は操作部、２５はＰＬＬ回
路である。
このＲＤＳラジオ受信機によれば、ＦＭ放送に多重され
て送られてくるＡＦリスト（同一番組放送中の放送局周
波数リスト）を復調してコントローラ２３に入力し、コ
ントローラ２３の制御で該ＡＦリストに載っている各Ａ
Ｆ局に順次同調させてその受信電界強度をチエツクし、
受信電界強度が最大のＡＦ局の周波数に同調させること
ができる（自動追従） そして、この場合、デジタルフィルタ１３を中間周波増
幅段１２に縦続接続しているから、中間周波信号を位相
回転なく増幅して出力でき、ＦＭ放送に重畳されている
ＲＤＳ信号に波形筋れが生じずＲＤＳデータをエラーな
く復調することができる。
て送られてくるＡＦリスト（同一番組放送中の放送局周
波数リスト）を復調してコントローラ２３に入力し、コ
ントローラ２３の制御で該ＡＦリストに載っている各Ａ
Ｆ局に順次同調させてその受信電界強度をチエツクし、
受信電界強度が最大のＡＦ局の周波数に同調させること
ができる（自動追従） そして、この場合、デジタルフィルタ１３を中間周波増
幅段１２に縦続接続しているから、中間周波信号を位相
回転なく増幅して出力でき、ＦＭ放送に重畳されている
ＲＤＳ信号に波形筋れが生じずＲＤＳデータをエラーな
く復調することができる。
〈発明の効果〉
以上本発明によれば、中間周波増幅段の周波数帯域と同
一あるいは時開−の周波数帯域を備え、かつ中間周波増
幅段の位相回転特性と逆の位相回転特性を有するデジタ
ルフィルタを、該中間周波増幅段に縦続接続したから、
位相回転をなくし、位相特性を平坦にでき、しかも通過
帯域特性を急峻にでき、従って選択度を向上できる。音
質の向上を図ることができる。
一あるいは時開−の周波数帯域を備え、かつ中間周波増
幅段の位相回転特性と逆の位相回転特性を有するデジタ
ルフィルタを、該中間周波増幅段に縦続接続したから、
位相回転をなくし、位相特性を平坦にでき、しかも通過
帯域特性を急峻にでき、従って選択度を向上できる。音
質の向上を図ることができる。
第１図は本発明の構成説明図、
第２図はインパルス応答説明図、
第３図は中間周波増幅段、デジタルフィルタ部の通過帯
域特性及び位相特性図、 第４図はＦＩＲ型デジタルフィルタのシグナルフロー図
。 第５図は本発明をＲＤＳラジオ受信機に適用した場合の
ブロック図、 第６図は従来の問題点を説明するための中間周波増幅段
の通過帯域特性及び位相特性図である。 １・・中間周波増幅段 ２・・デジタルフィルタ部 ２ｂ・・ＦＩＲ型デジタルフィルタ
域特性及び位相特性図、 第４図はＦＩＲ型デジタルフィルタのシグナルフロー図
。 第５図は本発明をＲＤＳラジオ受信機に適用した場合の
ブロック図、 第６図は従来の問題点を説明するための中間周波増幅段
の通過帯域特性及び位相特性図である。 １・・中間周波増幅段 ２・・デジタルフィルタ部 ２ｂ・・ＦＩＲ型デジタルフィルタ
Claims (1)
- 中間周波増幅段の周波数帯域と同一あるいは略同一の周
波数帯域を備え、かつ中間周波増幅段の位相特性と逆の
位相特性を有するデジタルフィルタを、該中間周波増幅
段に縦続接続してなることを特徴とするラジオ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8988090A JPH03289220A (ja) | 1990-04-04 | 1990-04-04 | ラジオ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8988090A JPH03289220A (ja) | 1990-04-04 | 1990-04-04 | ラジオ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03289220A true JPH03289220A (ja) | 1991-12-19 |
Family
ID=13983084
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8988090A Pending JPH03289220A (ja) | 1990-04-04 | 1990-04-04 | ラジオ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03289220A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6721370B1 (en) | 1998-10-21 | 2004-04-13 | Nec Corporation | Phase correction circuit for radio communication apparatus |
| JP2016502110A (ja) * | 2012-12-26 | 2016-01-21 | アレグロ・マイクロシステムズ・エルエルシー | 温度データまたは他の信号を処理するためのシステムおよび方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60117926A (ja) * | 1983-11-30 | 1985-06-25 | Nec Home Electronics Ltd | Ｆｍチユ−ナ |
-
1990
- 1990-04-04 JP JP8988090A patent/JPH03289220A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60117926A (ja) * | 1983-11-30 | 1985-06-25 | Nec Home Electronics Ltd | Ｆｍチユ−ナ |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6721370B1 (en) | 1998-10-21 | 2004-04-13 | Nec Corporation | Phase correction circuit for radio communication apparatus |
| JP2016502110A (ja) * | 2012-12-26 | 2016-01-21 | アレグロ・マイクロシステムズ・エルエルシー | 温度データまたは他の信号を処理するためのシステムおよび方法 |
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