JPH0328794B2

JPH0328794B2 -

Info

Publication number: JPH0328794B2
Application number: JP57199939A
Authority: JP
Inventors: Haruo Nagase; Tsutomu Shiomi
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1982-11-15
Filing date: 1982-11-15
Publication date: 1991-04-22
Also published as: JPS5990398A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は位相制御方式による放電灯点灯装置に
関するものである。

第１図は従来の放電灯点灯装置を示している。
同図に示すように、交流電源１と放電灯２との間
には、双方向性のサイリスタQ₁と限流用のイン
ダクタンス素子L₁とが直列に介装されている。
サイリスタQ₁には、高インピーダンスのインダ
クタンス素子L₂が並列に接続されており、この
インダクタンス素子L₂により、サイリスタQ₁の
オフ時における放電灯２の立ち消えを防止してい
るものである。放電灯２としては、飽和蒸気圧型
の高圧放電灯を使用している。３は位相制御回路
であり、放電灯２の点弧位相角を制御している。
また４は始動器であり、放電灯２の両端に電圧が
印加されると、インダクタンス素子L₃の巻線L₃₁
とコンデンサC₁および抵抗R₁を介して電流が流
れ、コンデンサC₁が充電される。コンデンサC₁
の端子電圧が上昇して、サイリスタQ₂のブレー
クオーバ電圧V_B0に達すると、コンデンサC₁の充
電々荷はインダクタンス素子L₃の巻線L₃₂および
サイリスタQ₂の経路で放電し、インダクタンス
素子L₃に高圧パルスが発生して、コンデンサC₂
を介して放電灯２に印加される。こうして放電灯
２が始動すると、放電灯２の管理圧V_Iａは低下
してコンデンサC₁の充電電圧がサイリスタQ₂の
ブレークオーバ電圧V_BOに達しないので、始動器
４は始動しない。

第２図は位相制御回路３の具体的な回路図であ
り、端子ａ，ｂ間に印加される電圧は電源トラン
スＴにて降圧され、ダイオードブリツジDB₁にて
全波整流され、抵抗R₅のダイオードD₁を介して
ツエナダイオードZD₁の両端に印加される。ツエ
ナダイオードZD₁の両端にはコンデンサC₇が並列
接続されており、タイマIC５の電源電圧を供給
している。タイマIC５としては例えばNECの
μPC1555を使用する。第３図はタイマIC５の周辺
各部の波形を示しており、同図イはタイマIC５
の端子の電圧、同時ロはコンデンサC₄の電圧
V_C4、同図ハはコンデンサC₆の電圧V_C6、同図ニ
はパルストランスPT₁の出力電圧を示している。
次に第４図はサイリスタQ₁の位相角θ（第３図ロ
に示しているθ）と放電灯２の管電圧V_Iaとの関
係を示している。管電圧V_Iaは端子ｃ，ｄ間に直
列接続された抵抗Ra，Rbによつて検出され、ダ
イオードブリツジDB₂により全波整流されて、抵
抗R₂を介してコンデンサC₃に充電される。第４
図においてＡは始動時の状態、Ｂは定常点灯時の
状態を示している。無負荷時には放電灯２の管電
圧V_Iaが交流電源１の電圧V_S＝200Vに達するた
め、ダイオードブリツジDB₂の出力電圧が高くな
つて、ツエナダイオードZD₂が導通し、抵抗R₁₀，
R₁₁に電流が流れる。このときトランジスタQ₃が
オンになり、コンデンサC₃の電圧はゼロになり、
始動時Ａと同じ位相角θとなる（第４図Ｄ−Ｅ）。
第５図は放電灯２の定常点灯時における管電圧
V_Iaと、管電流I_Ia、およびサイリスタQ₁の導通期
間の関係を示している。

次に第１図乃至第５図に基づいて従来例の動作
を説明する。タイマIC５の端子はタイマ動作
開始タイミングを決めるためのトリガ信号を与え
るものである。第３図イの時刻t₂で、端子の電
圧V_R4がコンデンサC₇の電圧V_C7の1/3以下になる
と、タイマIC５に立ち下がりトリガがかかり、
端子およびがＨになり、コンデンサC₄，C₆
への充電が開始される。コンデンサC₄の電圧V_C4
が第３図ロに示すように時刻t₁においてコンデン
サC₇の電圧V_C7の2/3に達すると、端子，が
Ｌになり、コンデンサC₄の電荷はダイオードD₄、
端子、を経て放電し、またコンデンサC₆の
電荷は端子、、およびパルストランスPT₁の
１次巻線を通る閉回路で放電する。このときパル
ストランスPT₁の２次巻線に発生する電圧（第３
図ニ）が抵抗R₉およびダイオードD₅を介してサ
イリスタQ₁のゲートに印加され、サイリスタQ₁
がターンオンする。またこの放電時にコンデンサ
C₆の電圧V_C6は第３図ハに示すように急峻に低下
する。

さて第１図回路において交流電源１が投入され
ると、始動器４が動作して放電灯２が始動し、放
電灯２はほぼ短絡状態となり、サイリスタQ₁の
位相角θは第４図のＡ点となる。次に放電灯２の
管電圧V_Iaが上昇するにつれて、コンデンサC₃の
電圧が高くなると、コンデンサC₄への充電速度
は早くなり、したがつてサイリスタQ₁の位相角
θは管電圧V_Iaの上昇につれて進み、第３図ロの
破線に示す位相角θ′に移行する。このように管電
圧V_Iaの上昇につれて位相角θを進ませるのは、
放電灯２が飽和蒸気圧型の高圧放電灯であるの
で、始動時には放電灯２はほとんど短絡状態とな
り、位相角θを大きくしておかないと、インダク
タンス素子L₁は小さいので過電流が流れるため
である。このため始動時には位相角θを100deg
付近としておく。そして管電圧V_Iaが上昇して行
くと、管電流I_Iaは減少して行くので、定常点灯
に移行させるのに必要な管電流I_Iaを流すために、
位相角θを進める。こうして管電圧V_Iaが定格電
圧に達して定常点灯状態になると、第４図のＢ点
に示すような位相角θとなる。

しかるにこのような従来例においては、主回路
のサイリスタQ₁と始動器４のサイリスタQ₂とが
別々に動作しているために、サイリスタQ₁がオ
ンする前にサイリスタQ₂がオンすることがあり、
そのような場合にはたとえ放電灯２に高圧パルス
が印加されてもインダクタンス素子L₂を介して
しか放電灯２に電流が流れないので、放電灯２が
始動しにくいという問題があつた。

本発明は従来例のこのような問題点を解決する
ために為されたものであり、始動用の高圧パルス
電圧が放電灯に印加されて放電灯が活性化してい
る状態において、主回路の半導体スイツチを介し
て放電灯に充分なエネルギを供給することができ
る。放電灯点灯装置を提供することを目的とする
ものである。

以下本発明の構成を図示実施例について説明す
る。第６図は本発明の一実施例に係る放電灯点灯
装置の回路図に示しており、交流電源１と放電灯
２との間には、双方向性のサイリスタQ₁と限流
用のインダクタンス素子L₁とが直列に介装され
ていて、サイリスタQ₁の両端には電流バイパス
用の高インピーダンスのインダクタンス素子L₂
が並列に接続されている。インダクタンス素子
L₁の巻線L₁₁とL₁₂との間のタツプにはコンデンサ
C₁と制御極付きのサイリスタQ₄とが直列に接続
されて始動器４を構成している。３ａは位相制御
回路であり、サイリスタQ₄の制御極に点弧パル
スを与えるための出力端子ｇ，ｈを有している点
が従来例の位相制御回路３と異なる点である。第
７図は位相制御回路３ａの具体的回路構成を示し
ている。出力端子ｇ，ｈにはパルストランスPT₂
の２次巻線が抵抗R₁₄およびダイオードD₈を介し
て接続されており、また１次巻線にはサイリスタ
Q₅とコンデンサC₈とが直列に接続されている。
交流電源１が投入されると、インダクタンス素子
L₁およびL₂を介して端子ｃ，ｄ間に電源電圧に
近い電圧が印加されるから、ダイオードブリツジ
DB₂の出力側には比較的高い電圧が現われる。こ
のためツエナダイオードZD₂がオンになり抵抗
R₁₁の両端に電圧が生じる。このためサイリスタ
Q₅にトリガがかかり、上述の従来例の説明にお
いて述べたようにタイマIC５の端子がＨにな
つたタイミングにおいて、抵抗R₁₃、コンデンサ
C₈、ダイオードD₉、およびサイリスタQ₅を介し
て電流が流れ、コンデンサC₈に充電される。次
にタイマIC５が動作して端子がＨからＬにな
ると、コンデンサC₈から、ダイオードD₇、端子
、、およびダイオードD₆を介してパルス電
流が流れて、パルストランスPT₂の２次巻線にト
リガパルスが発生する。このトリガパルスは端子
ｇ，ｈを介して、始動器４のサイリスタQ₄の制
御極に印加される。このためサイリスタQ₄がオ
ンになつて、交流電源１からサイリスタQ₁、イ
ンダクタンス素子L₁の巻線L₁₁、コンデンサC₁、
およびサイリスタQ₄を通る経路にパルス電流が
流れて、インダクタンス素子L₁の両端に高圧パ
ルスが誘起されて、放電灯２に印加される。こう
して放電灯２が始動すると、上述のように管電圧
V_Iaが大きく下がるために端子ｃ，ｄ間の電圧は
低くなり、ツエナダイオードZD₂はオフするか
ら、サイリスタQ₅はトリガされない。したがつ
てサイリスタQ₅はオンされず、コンデンサC₈は
充電されないので、パルストランスPT₂にはパル
ス電流は流れない。ところで上述の従来例の説明
において述べたように、タイマIC５の端子が
ＨからＬになるときには、端子も同時にＨから
Ｌになるので、結局、始動時においてはパルスト
ランスPT₁とPT₂とに同時にパルス電流が流れ
て、主回路のサイリスタQ₁と始動器４のサイリ
スタQ₄とが同時にオンすることになる。したが
つて放電灯２の始動が容易になり、またサイリス
タQ₁に高電圧パルスが印加されることがなくな
るものである。また本実施例ではサイリスタQ₁
が異常状態でオープンになつても、サイリスタ
Q₄のオン時には、コンデンサC₁に高インピーダ
ンスのインダクタンス素子L₂と巻線L₁₁とを介し
て電流が流れるので、サイリスタQ₁がオンであ
るときほど急峻には電流が流れず、したがつて高
圧パルスは発生しないから、放電灯２が点灯せ
ず、インダクタンス素子L₂が従来のように焼損
するようなことはない。

次に第８図は本発明の他の実施例を示してお
り、サイリスタQ₁の両端には抵抗R₀とコンデン
サC₀との直列回路よりなるスナバが並列接続さ
れている。また始動器４としては第９図に示すよ
うな電圧応答型のサイリスタQ₂と、コンデンサ
C₁，C₂、抵抗R₁、およびインダクタンス素子L₃
よりなる高圧パルス発生回路が使用されている。
この回路の動作については第１図従来例と同じで
ある。第１０図は位相制御回路３ｂの内部構成を
示す回路図である。同図において端子Ａ，Ｂ間に
は、第１１図ａに示すような電源電圧V_Sが印加
されており、この電圧V_Sは電源トランスＴによ
り降圧され、ダイオードブリツジDB₁にて全波整
流されて、抵抗R₁₅，R₁₆により分圧されて、コ
ンパレータCP₁のマイナス側入力に印加される。
第１１図ｂはコンパレータCP₁のマイナス側入力
電圧を示しており、同図の鎖線はコンパレータ
CP₁のプラス側入力電圧を示している。ダイオー
ドブリツジDB₁の出力はダイオードD₁₁を介して
コンデンサC₉に充電され、トランジスタQ₇と抵
抗R₁₈およびツエナダイオードZD₃よりなる定電
圧回路にて完全に平滑された電圧V_CCとなる。コ
ンパレータCP₁のプラス側入力には、電圧V_CCを
抵抗R₂₀，R₂₁およびR₂₂により分圧した基準電圧
が印加されており、第１１図ｂに示すようにコン
パレータCP₁のマイナス側入力電圧がプラス側入
力電圧を下回ると、第１１図ｃに示すように、コ
ンパレータCP₁の出力電圧はＨになる。このコン
パレータCP₁の出力はフリツプフロツプFFのセ
ツト入力Ｓに入力され、コンパレータCP₁の出力
電圧がＬからＨに立ち上がると、第１１図ｄに示
すようにフリツプフロツプFFの出力がＬにな
る。このためトランジスタQ₈，Q₉はオフとなる。
このためコンデンサC₁₀には抵抗R₁₉とダイオード
D₁₂を介して充電電流が流れ、その端子電圧は第
１１図ｇに示すように上昇する。同様にコンデン
サC₁₁には抵抗R₂₃およびダイオードD₁₄を介して
充電電流が流れ、その端子電圧は第１１図ｆに示
すように上昇する。端子Ｅ，Ｆ間に加わる電圧
は、抵抗Ra，Rb、および、抵抗Rcと抵抗Rcに
対して並列接続された位相制御回路３ｂのインピ
ーダンスとの合成抵抗により分圧される。ダイオ
ードブリツジDB₂に印加される分圧電圧である抵
抗Rcの両端電圧は、ダイオードブリツジDB₂に
よつて全波整流されて、ダイオードD₁₆を介して
コンデンサC₁₂に充電される。このコンデンサC₁₂
の充電電圧の上限はツエナダイオードZD₅によつ
て規制される。コンデンサC₁₂の充電電圧は抵抗
R₂₅とツエナダイオードZD₄との直列回路により
更に定電圧化され、ダイオードD₁₄を介してコン
デンサC₁₁に充電されるものである。このコンデ
ンサC₁₁の電圧はコンパレータCP₂のプラス側入
力に印加されている。一方、コンパレータCP₂の
マイナス側入力には、電圧V_CCを抵抗R₂₀とR₂₁，
R₂₂により分圧した基準電圧が印加されている
（第１１図ｆの鎖線）。ただしコンデンサC₁₂の充
電電圧が上記基準電圧よりも高くなつたときに
は、このコンデンサC₁₂の充電電圧が抵抗R₂₄とダ
イオードD₁₅とを介してコンパレータCP₂のマイ
ナス側入力に印加されるものである。しかして第
１１図ｆに示すように、コンデンサC₁₁の電圧が、
コンパレータCP₂のマイナス側入力電圧よりも高
くなると、コンパレータCP₂の出力電圧はＬから
Ｈに立ち上がる。この出力電圧はフリツプフロツ
プFFのリセツト入力Ｒに印加されているので、
フリツプフロツプFFはリセツトされて、その出
力は第１１図ｄに示すようにＨになる。このた
めトランジスタQ₈，Q₉が共にオンになり、コン
デンサC₁₁の充電電荷はダイオードD₁₃およびトラ
ンジスタQ₉を介して放電する。したがつてコン
デンサC₁₁の電圧は急激に低下してほぼゼロにな
る（第１１図ｆ）。このためコンパレータCP₂の
出力はＨからＬに立ち下がり、第１１図ｅに示す
ように波形となる。またトランジスタQ₈がオン
になることによつて、コンデンサC₁₀の充電電荷
がトランジスタQ₈を介してパルストランスPT₁
の１次巻線にインパルス状に流れるので、パルス
トランスPT₁の２次巻線には第１１図ｂに示すよ
うなトリガパルスが得られる。このトリガパルス
はダイオードD₁₀と抵抗R₁₇とを介してサイリス
タQ₆の制御極に流れ、サイリスタQ₆がオンとな
り、これによつて主回路のサイリスタQ₁がオン
するものである。第１１図ｉは放電灯２の管電流
波形、同図ｊは放電灯２の管電圧波形を示してい
る。この第１１図ｉに示すように、管電流は電源
電圧V_Sに対して遅相であり、管電流のゼロクロ
ス点からサイリスタQ₁の導通までの間は、イン
ダクタンス素子L₁とL₂とを介して放電灯２に電
流が流れるものである。以上の動作を繰り返して
放電灯２は点灯状態を維持するものである。

次に放電灯２の管電圧V_Iaの変化に対して、サ
イリスタQ₁の点弧位相角θがどのように変化す
るかを説明する。上述のように第１０図の端子
Ｅ，Ｆ間より検出された管電圧V_Iaは分圧され、
ダイオードブリツジDB₂によつて全波整流され
て、コンデンサC₁₂に充電される。このコンデン
サC₁₂の充電電圧をV₀とする。またサイリスタQ₁
の点弧位相角θは電源電圧V_Sのゼロクロス点か
らサイリスタQ₁がトリガされるまでの位相角で
ある。先に述べた通り、電圧V_CCを抵抗R₂₀，
R₂₁，R₂₂の直列回路の両端に印加することによ
り抵抗R₂₀，R₂₁の接続点より得られる分圧電圧
V_Rに比較して、コンデンサC₁₂の充電電圧V₀のほ
うが低いとき、コンパレータCP₂のマイナス側入
力電圧（以下「基準電圧Vth」と呼ぶ）は、分圧
電圧V_Rに等しくなる。第１２図ａの実線はコン
パレータCP₁のマイナス側入力電圧を示してお
り、この電圧が、上記抵抗R₂₁，R₂₂の接続点の
電圧として得られる同図ａの一点鎖線に示すよう
なコンパレータCP₁のプラス側入力電圧よりも高
くなると、フリツプフロツプFFの出力がＬに
なりトランジスタQ₉がオフになつて、コンデン
サC₁₁の充電が開始される。第１２図ｂは管電圧
V_Iaがゼロで、V₀＝０の場合におけるコンデンサ
₁₁の電圧（以下「充電電圧V_C」と呼ぶ）の変化を
示している。この場合にはコンパレータCP₂のプ
ラス側入力電圧は抵抗R₂₃を介して充電のみによ
つて決定される。またこのとき、基準電圧Vthは
第１３図のｂ点に示すように分圧電圧V_Rに等し
く、位相角θは第１４図のｂ点に示すようにかな
大きなり位相角θstartとなつている。次に管電圧
V_Iaがある程度大きくなり、充電電圧V₀が０＜V₀
＜V_Rなる関係が成り立つとき、コンデンサC₁₁に
は抵抗R₂₅を介しての充電があるために第１２図
ｃに示すように位相角θは小さくなる。このとき
の基準電圧Vthおよび位相角θは第１３図及び第
１４図のｃ点に示すようになる。管電圧V_Iaがさ
らに大きくなり、V₀＝V_Rになるとき、第１２図
ｄに示すように位相角θは最小の値θminとなる。
このときの基準電圧Vth及び位相角θは第１３図
及び第１４図のｄ点に示すようになる。しかして
管電圧V_Iaがさらに大きくなり、V₀＞V_0C（＝V_R）
になると、第１３図のｅ点に示すように基準電圧
Vthは増大し、第１２図ｅに示すように位相角θ
はθminよりも大きくなる。すなわちわV₀＞V_0C
の領域では、第１４図のｅ点に示すように電圧
V₀の増加について位相角θも増加するものであ
る。第１４図のｂ点からｄ点までの経路は放電灯
２の立ち上がりを早めるためのものであり、管電
圧V_Iaの上昇と共に、サイリスタQ₁の点弧位相角
θを小さくして管電流I_Iaを多くするようになつ
ている。すなわち、一般に管電圧V_Iaが上昇する
と管電流I_Iaは減少するが、この方法では管電流
I_Iaが増加するので放電灯２が早く定常状態に達
する。また第４図のｄ点からｅ点までの経路は管
電圧V_Iaが増加すれば、サイリスタQ₁の点弧位相
角θも増加して管電流I_Iaを減少させ、またその
逆の方向にも動作するので管電圧V_Iaを一定にす
ることができるものである。

以上説明したのは、放電灯２の定常点灯状態に
おける動作であるが、次に放電灯２の始動時すな
わち、不点灯状態から点灯状態に移行するときの
動作について説明する。まず第８図の回路におい
て、交流電源１を投入すると、始動器４にはイン
ダクタンスL₁，L₂を介して電源電圧V_Sが印加さ
れ、内蔵のサイリスタQ₂がオンして高圧パルス
を発生する。したがつて、位相制御回路３ｂの端
子Ｅ，Ｆ間の電圧は第１５図ａに示すように正弦
波交流電圧に高圧パルスが重畳した電圧波形とな
る。第１５図ｂはダイオードブリツジDB₂の出力
波形を示しており、始動器４の高圧パルスが含ま
れた波形となつている。しかしてこの高圧パルス
の部分は、ツエナダイオードZD₆のツエナ電圧
V_Z6よりも高くたつており、したがつてこの部分
でツエナダイオードDZ₆がオンになり、第１５図
ｃに示すようにトランジスタQ₁₀がオンになる。
このためフリツプフロツプFFのリセツト端子
ResはＨからＬに立ち下がり、出力がＨになつ
てトランジスタQ₈がオンになるから、コンデン
サC₁₀は第１５図ｄに示すように急激に放電され、
パルストランスPT₁には第１５図ｅに示すような
トリガパルスが発生して、サイリスタQ₆および
Q₁が点弧される。したがつて始動器４が高圧パ
ルスを発生すると、ほとんど同時にサイリスタ
Q₁がオンになり、このため放電灯２には充分な
パワーが供給されてスムーズに始動を行なうこと
ができるものである。

第１６図は本発明のさらに他の実施例を示すも
のである。同図において、端子Ｅ，Ｆ間に電源電
圧が印加されると、コンデンサC₁₂の両端には放
電灯２の点灯時よりも大きい電圧が現われる。し
かしてツエナダイオードZD₅のツエナ電圧は、こ
のときのコンデンサC₁₂の充電電圧以下に設定さ
れており、したがつてツエナダイオードZD₅が導
通し、抵抗R₂₇およびダイオードD₁₇を介してコ
ンデンサC₁₁が充電される。このためコンデンサ
C₁₁の充電速度は早くなり、コンパレータCP₂の
出力がＨになる位相角を始動用の高圧パルスが発
生する位相角よりも絶対的に早くすることができ
る。したがつて電源電圧V_Sの各半サイクル毎に、
始動用の高圧パルスが発生する前にサイリスタ
Q₁をトリガすることができ、始動器４に流れる
電流によつてサイリスタQ₁の導通を保持してお
くことができて、この状態において高圧パルスを
発生させることにより放電灯２の始動を容易と
し、かつサイリスタQ₁に過大な電圧が印加され
ることを防止できるようになつているものであ
る。

本発明は以上のように構成されており、交流電
源と、放電灯と、限流用のインダクタンス素子
と、導通タイミングを位相制御回路にて制御され
る双方向性の半導体スイツチとにより直列閉回路
を形成し、放電灯の始動時に高圧パルス電圧を放
電灯に印加する始動器を設けて成る放電灯点灯装
置において、遅くとも高圧パルス電圧の消弧時に
は半導体スイツチが導通しているように、始動器
の高圧パルス電圧発生タイミングと半導体スイツ
チの導通タイミングとを設定したものであるか
ら、始動用の高圧パルス電圧が放電灯に印加され
て放電灯が活性化している状態において、主回路
の半導体スイツチを介して放電灯に充分なエネル
ギを供給することができ、したがつて放電灯をス
ムーズに始動することができるという利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の回路図、第２図は同上の要部
回路図、第３図は同上の動作説明図、第４図は同
上の位相角と管電圧の関係を示す図、第５図は同
上の動作説明図、第６図は本発明の一実施例の回
路図、第７図は同上の要部回路図、第８図は本発
明の他の実施例の回路図、第９図は同上に用いる
始動器の回路図、第１０図は同上に用いる位相制
御回路の回路図、第１１図乃至第１５図は同上の
動作説明図、第１６図は本発明のさらに他の実施
例の要部回路図である。１は交流電源、２は放電灯、３は位相制御回
路、４は始動器、Q₁はサイリスタである。

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電源と、放電灯と、限流用のインダクタ
ンス素子と、導通タイミングを位相制御回路にて
制御される双方向性の半導体スイツチとにより直
列閉回路を形成し、放電灯の始動時に高圧パルス
電圧を放電灯に印加する始動器を設けて成る放電
灯点灯装置において、遅くとも高圧パルス電圧の
消弧時には半導体スイツチが導通しているよう
に、始動器の高圧パルス電圧発生タイミングと半
導体スイツチの導通タイミングとを設定したこと
を特徴とする放電灯点灯装置。