JPH03166836A - ビット同期回路 - Google Patents
ビット同期回路Info
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- JPH03166836A JPH03166836A JP1304750A JP30475089A JPH03166836A JP H03166836 A JPH03166836 A JP H03166836A JP 1304750 A JP1304750 A JP 1304750A JP 30475089 A JP30475089 A JP 30475089A JP H03166836 A JPH03166836 A JP H03166836A
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- JP
- Japan
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- circuit
- clock
- output
- bit
- input signal
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 15
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 15
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、デジタルオーディオ機器、光ディスク装置
、光磁気ディスク装置等において、単位時間毎にブロッ
ク化されたデータに対して、ある決められたビットパタ
ーンの同期信号が付加されたデジタル信号を再生するた
めに、該デジタル信号の同期信号にビット同期したクロ
ックを得るためのビット同期回路に関する。
、光磁気ディスク装置等において、単位時間毎にブロッ
ク化されたデータに対して、ある決められたビットパタ
ーンの同期信号が付加されたデジタル信号を再生するた
めに、該デジタル信号の同期信号にビット同期したクロ
ックを得るためのビット同期回路に関する。
デジタル記録されたデータを読み取る装置においては、
一般に、ビット同期回路により記録媒体から読み出した
デジタル入力信号に基づいてその同期信号にビット同期
したクロックを得、このクロックをデータ処理クロック
として、デジタル入力信号をデコードするようにしてい
る。
一般に、ビット同期回路により記録媒体から読み出した
デジタル入力信号に基づいてその同期信号にビット同期
したクロックを得、このクロックをデータ処理クロック
として、デジタル入力信号をデコードするようにしてい
る。
従来、このようなビット同期回路として、フェーズ・ロ
ックド・ループ(PLL)回路を応用した可変周波数発
振器(VFO)回路が知られている。
ックド・ループ(PLL)回路を応用した可変周波数発
振器(VFO)回路が知られている。
第7図は従来のビット同期回路としてのVFO回路の構
成を示すものである。このVFO回路は、PL,L回路
1と分離回路2とから或り、デジタル入力信号はPLL
回路1および分離回路2に供給されるようになっている
。PLL回路1は、位相比較器3、ローパスフィルタ(
LPF) 4および電圧制御発振器(VCO) 5
から成り、位相比較器3の出力をLPF 4を介してV
CO 5に供給し、このVCO 5の出力を位相比較器
3および分離回路2に供給するようにしている。
成を示すものである。このVFO回路は、PL,L回路
1と分離回路2とから或り、デジタル入力信号はPLL
回路1および分離回路2に供給されるようになっている
。PLL回路1は、位相比較器3、ローパスフィルタ(
LPF) 4および電圧制御発振器(VCO) 5
から成り、位相比較器3の出力をLPF 4を介してV
CO 5に供給し、このVCO 5の出力を位相比較器
3および分離回路2に供給するようにしている。
すなわち、第7図に示すVFO回路では、位相比較器3
においてデジタル入力信号とVCO 5の出力との位相
差を検出して電圧に変換し、その出力電圧をLPF 4
において積分して平滑化することにより、位相比較器3
の出力電圧に含まれる高調波或分や外来ノイズによる戒
分を除去して、位相差に比例する連続な電圧或分を取り
出し、この出力電圧をVCO 5に制御電圧として供給
することにより、VCO 5の発振周波数(出力)を第
8図に示すように制御してデジタル入力信号の同期信号
とビット同期したクロックを得るようにしている。この
ようにして、PLL回路1のVCO 5から得られるデ
ジタル入力信号にビット同期したクロックに基づいて、
分離回路2においてデジタル入力信号を、後段の図示し
ないデコーダに応じて同期データ信号と同期クロックと
に分離して供給してデジタル入力信号を再生するように
している。
においてデジタル入力信号とVCO 5の出力との位相
差を検出して電圧に変換し、その出力電圧をLPF 4
において積分して平滑化することにより、位相比較器3
の出力電圧に含まれる高調波或分や外来ノイズによる戒
分を除去して、位相差に比例する連続な電圧或分を取り
出し、この出力電圧をVCO 5に制御電圧として供給
することにより、VCO 5の発振周波数(出力)を第
8図に示すように制御してデジタル入力信号の同期信号
とビット同期したクロックを得るようにしている。この
ようにして、PLL回路1のVCO 5から得られるデ
ジタル入力信号にビット同期したクロックに基づいて、
分離回路2においてデジタル入力信号を、後段の図示し
ないデコーダに応じて同期データ信号と同期クロックと
に分離して供給してデジタル入力信号を再生するように
している。
〔発明が解決しようとする課題]
上述したPLL回路1を用いるビット同期回路において
、PLL回路1の追従能力は、主にPLL回路1内のV
CO 5の出力信号によって決定される。
、PLL回路1の追従能力は、主にPLL回路1内のV
CO 5の出力信号によって決定される。
ここで、追従能力は、同期引き込み時においては、その
所要時間を短縮するために高く、すなわちVCO 5の
ゲインを最大にするのが好ましい。しかしながら、追従
能力を高くすると、第9図に示すように、デジタル入力
信号の同期信号が破線で示すように欠落した場合には、
VCO 5からは追従能力限界まではデューティ50%
の正しいクロックが出力されるが、同期信号の欠落によ
り追従能力の限界を越えると、もはやデューティ50%
を維持できなくなる。このようになると、以後デジタル
入力信号の同期信号が現れても、位相比較器3において
その同期信号との同期が取れなくなって、PLL回路l
の系全体が発振してしまうことになる。
所要時間を短縮するために高く、すなわちVCO 5の
ゲインを最大にするのが好ましい。しかしながら、追従
能力を高くすると、第9図に示すように、デジタル入力
信号の同期信号が破線で示すように欠落した場合には、
VCO 5からは追従能力限界まではデューティ50%
の正しいクロックが出力されるが、同期信号の欠落によ
り追従能力の限界を越えると、もはやデューティ50%
を維持できなくなる。このようになると、以後デジタル
入力信号の同期信号が現れても、位相比較器3において
その同期信号との同期が取れなくなって、PLL回路l
の系全体が発振してしまうことになる。
したがって、このような入力信号の欠落等のPLL回路
lへの外乱に対しては、その影響を受けにくくするため
に、追従能力を低くすなわちVCO 5のゲインを低く
するのが好ましいが、このようにすると応答性が低下し
てしまうことになる。
lへの外乱に対しては、その影響を受けにくくするため
に、追従能力を低くすなわちVCO 5のゲインを低く
するのが好ましいが、このようにすると応答性が低下し
てしまうことになる。
このように、PLL回路1を用いるビット同期回路にお
いては、系の高速応答性と安定性とが相反するため、従
来のこの種のビット同期回路においては、PLL回路1
の追従能力を最適に設定するのが困難となり、ビット同
期したクロックを安定して得ることができないという問
題があった。
いては、系の高速応答性と安定性とが相反するため、従
来のこの種のビット同期回路においては、PLL回路1
の追従能力を最適に設定するのが困難となり、ビット同
期したクロックを安定して得ることができないという問
題があった。
この発明は、このような従来の問題点に着目してなされ
たもので、PLL回路の追従能力を高く設定できると共
に、デジタル入力信号の欠落があっても、ビット同期し
たクロンクを常に安定して得ることができるよう適切に
構成したビット同期回路を提供することを目的とする。
たもので、PLL回路の追従能力を高く設定できると共
に、デジタル入力信号の欠落があっても、ビット同期し
たクロンクを常に安定して得ることができるよう適切に
構成したビット同期回路を提供することを目的とする。
〔課題を解決するための手段および作用〕上記目的を達
成するため、この発明では、単位時間毎にブロック化さ
れたデータに対してビットパターンの同期信号が付加さ
れたデジタル入力信号を、位相比較器およびVCOを有
するPLL回路に供給して、前記デジタル入力信号の同
期信号にビット同期したクロックを得るようにしたビッ
ト同期回路において、前記デジタル入力信号の同期信号
の欠落を検出する欠落検出手段と、前記PLL回路にお
ける追従能力範囲内において前記■COから出力される
クロックとほぼ同一周波数のクロックを発生するクロッ
ク発生手段とを設け、前記VCOの出力および前記クロ
ック発生手段の出力を、前記欠落検出手段の出力に基づ
いて選択して前記位相比較器に帰還するよう構成する。
成するため、この発明では、単位時間毎にブロック化さ
れたデータに対してビットパターンの同期信号が付加さ
れたデジタル入力信号を、位相比較器およびVCOを有
するPLL回路に供給して、前記デジタル入力信号の同
期信号にビット同期したクロックを得るようにしたビッ
ト同期回路において、前記デジタル入力信号の同期信号
の欠落を検出する欠落検出手段と、前記PLL回路にお
ける追従能力範囲内において前記■COから出力される
クロックとほぼ同一周波数のクロックを発生するクロッ
ク発生手段とを設け、前記VCOの出力および前記クロ
ック発生手段の出力を、前記欠落検出手段の出力に基づ
いて選択して前記位相比較器に帰還するよう構成する。
第1図はこの発明の一実施例を示すブロック図である。
この実施例は、第7図に示したPLL回路.1および分
離回路2を有するビット同期回路に、欠落検出回路11
および帰還クロック変換回路12を?加し、デジタル入
力信号をPLL回路1の位相比較器3の一方の入力端子
、分離回路2および欠落検出回路11に供給し、帰還ク
ロック変換回路12−にPLL回路1のVCO 5の出
力および欠落検出回路11の出力を供給して、該帰還ク
ロック変換回路12からデジタル入力信号にビット同期
した基本クロックを発生させ、この基本クロックをPL
L回路1の位相比較器3の他方の入力端子、分離回路2
および欠落検出回路11に供給するようにしたものであ
る。
離回路2を有するビット同期回路に、欠落検出回路11
および帰還クロック変換回路12を?加し、デジタル入
力信号をPLL回路1の位相比較器3の一方の入力端子
、分離回路2および欠落検出回路11に供給し、帰還ク
ロック変換回路12−にPLL回路1のVCO 5の出
力および欠落検出回路11の出力を供給して、該帰還ク
ロック変換回路12からデジタル入力信号にビット同期
した基本クロックを発生させ、この基本クロックをPL
L回路1の位相比較器3の他方の入力端子、分離回路2
および欠落検出回路11に供給するようにしたものであ
る。
欠落検出回路11は、PLL回路1の追従能力の限界値
に応じて、例えば限界値が帰還クロック変換回路12か
ら出力される基本夕ロックの8ビット分(1ビット=1
クロック)の場合には、第2図に示すように、8ビット
のシフトレジスタ13をもって構或する。
に応じて、例えば限界値が帰還クロック変換回路12か
ら出力される基本夕ロックの8ビット分(1ビット=1
クロック)の場合には、第2図に示すように、8ビット
のシフトレジスタ13をもって構或する。
この8ビットシフトレジスタ13のクロック入力端子に
は、帰還クロック変換回路12からの基本クロックを供
給し、クリア端子にはデジタル入力信号をそれぞれ供給
して、そのQ■端子から第3図に示すようにデジタル入
力信号の欠落幅が基本クロックの8ビット以上となった
時点からその後デジタル入力信号が現れるまでの期間は
ハイ(H)レベル、その他の期間はロー(L)レベルと
なるQ.信号を得、これを帰還クロック変換回路12に
供給するようにする。
は、帰還クロック変換回路12からの基本クロックを供
給し、クリア端子にはデジタル入力信号をそれぞれ供給
して、そのQ■端子から第3図に示すようにデジタル入
力信号の欠落幅が基本クロックの8ビット以上となった
時点からその後デジタル入力信号が現れるまでの期間は
ハイ(H)レベル、その他の期間はロー(L)レベルと
なるQ.信号を得、これを帰還クロック変換回路12に
供給するようにする。
また、帰還クロック変換回路12は、第4図に示すよう
に、参照クロック発生器14、Dタイプフリップフロッ
プ(D−FF)15 、AND回路16.17 、イン
バータ1日およびOR回路19をもって構或する。欠落
検出回路11からのQ.信号は、D−FF15のクリア
端子およびAND回路16の一方の入力端子に供給する
と共に、インバータ18で反転してAND回路17の一
方の入力端子に供給し、PLL回路1のVCO 5から
の出力信号はAND回路17の他方の入力端子に供給す
る。
に、参照クロック発生器14、Dタイプフリップフロッ
プ(D−FF)15 、AND回路16.17 、イン
バータ1日およびOR回路19をもって構或する。欠落
検出回路11からのQ.信号は、D−FF15のクリア
端子およびAND回路16の一方の入力端子に供給する
と共に、インバータ18で反転してAND回路17の一
方の入力端子に供給し、PLL回路1のVCO 5から
の出力信号はAND回路17の他方の入力端子に供給す
る。
参照クロック発生器14からは、PLL回路1の追従能
力範囲内においてVCO 5から出力されるクロックの
ほぼ2倍の周波数の参照クロックを発生させ、これをD
−FP15のクロック入力端子に供給する。
力範囲内においてVCO 5から出力されるクロックの
ほぼ2倍の周波数の参照クロックを発生させ、これをD
−FP15のクロック入力端子に供給する。
このD−FF15のQ出力は、そのD入力端子に供給す
ると共に、AND回路16の他方の入力端子に供給し、
このAND回路16の出力とAND回路l7の出力とを
OR回路19に供給して、このOR回路19の出力を基
本クロックとしてPLL回路1の位相比較器3の他方の
入力端子、分離回路2および欠落検出回路11に供給す
るようにする。
ると共に、AND回路16の他方の入力端子に供給し、
このAND回路16の出力とAND回路l7の出力とを
OR回路19に供給して、このOR回路19の出力を基
本クロックとしてPLL回路1の位相比較器3の他方の
入力端子、分離回路2および欠落検出回路11に供給す
るようにする。
このようにして、第5図に示すように、OR回路19か
ら、欠落検出回路11からのQ.信号がLレベルにある
期間は、PLL回路1のVCO 5の出力を基本クロッ
クとして出力させ、QH信号がHレベルにある期間αは
、参照クロック発生器14からの参照クロックをD−F
F15で2分周した信号を基本クロックとして出力させ
るようにする。
ら、欠落検出回路11からのQ.信号がLレベルにある
期間は、PLL回路1のVCO 5の出力を基本クロッ
クとして出力させ、QH信号がHレベルにある期間αは
、参照クロック発生器14からの参照クロックをD−F
F15で2分周した信号を基本クロックとして出力させ
るようにする。
このように構戒すれば、第6図に示すように、デジタル
人力信号に同期信号が有効に現れている期間は、欠落検
出回路11を構或する8ビットシフトレジスタ13のQ
.信号はLレベルにあるので、帰還クロック変換回路1
2のD−FF15はクリアされ、AND回路16のゲー
トは閉、^NO回路17のゲートは開となる。したがっ
て、帰還クロック変換回路12からは、デジタル入力信
号の同期信号にビット同期したPLL回路1のVCO
5の出力が基本クロックとして出力されることになる。
人力信号に同期信号が有効に現れている期間は、欠落検
出回路11を構或する8ビットシフトレジスタ13のQ
.信号はLレベルにあるので、帰還クロック変換回路1
2のD−FF15はクリアされ、AND回路16のゲー
トは閉、^NO回路17のゲートは開となる。したがっ
て、帰還クロック変換回路12からは、デジタル入力信
号の同期信号にビット同期したPLL回路1のVCO
5の出力が基本クロックとして出力されることになる。
また、デジタル入力信号の同期信号が破線で示すように
欠落した場合には、PLL回路1が発振する前に、8ビ
ットシフトレジスタ13のQH信号がHレベルとなり、
これにより帰還クロック変換回路12のD−FF15は
起動し、AND回路16のゲートは開、AND回路17
のゲートは閉となって、帰還クロック変換回路12から
は、参照クロック発生器14からの参照クロックがD−
FF15で2分周された信号が基本クロックとして出力
される。ここで、参照クロックを2分周して得られる基
本クロックは、PLL回路1の追従能力範囲内において
VCO 5から出力されるクロックとほぼ同一周波数と
なるように設定されているので、デジタル入力信号の同
期信号にビット同期したものとなる。
欠落した場合には、PLL回路1が発振する前に、8ビ
ットシフトレジスタ13のQH信号がHレベルとなり、
これにより帰還クロック変換回路12のD−FF15は
起動し、AND回路16のゲートは開、AND回路17
のゲートは閉となって、帰還クロック変換回路12から
は、参照クロック発生器14からの参照クロックがD−
FF15で2分周された信号が基本クロックとして出力
される。ここで、参照クロックを2分周して得られる基
本クロックは、PLL回路1の追従能力範囲内において
VCO 5から出力されるクロックとほぼ同一周波数と
なるように設定されているので、デジタル入力信号の同
期信号にビット同期したものとなる。
その後、デジタル入力信号に同期信号が現れると、8ビ
ットシフトレジスタ13のQ.信号がLレベルとなって
、D−FF15がクリアされると共に、AND回路16
のゲートが閉、AND回路17のゲートが開となり、帰
還クロック変換回路12からは、デジタル入力信号の同
期信号にビット同期したPLL回路1のVCO 5の出
力が基本夕ロックとして出力されることになる。
ットシフトレジスタ13のQ.信号がLレベルとなって
、D−FF15がクリアされると共に、AND回路16
のゲートが閉、AND回路17のゲートが開となり、帰
還クロック変換回路12からは、デジタル入力信号の同
期信号にビット同期したPLL回路1のVCO 5の出
力が基本夕ロックとして出力されることになる。
したがって、PLL回路1には常に安定した基本クロッ
クが帰還されることになるので、PLL回路1の追従能
力を高く設定できると共に、デジタル入力信号の欠落が
あっても、ビット同期したクロックを常に安定して得る
ことができる。
クが帰還されることになるので、PLL回路1の追従能
力を高く設定できると共に、デジタル入力信号の欠落が
あっても、ビット同期したクロックを常に安定して得る
ことができる。
なお、上述した実施例では、PLL回路1の追従能力の
限界値を帰還クロック変換回路工2から出力される基本
クロックの8ビット分としたが、この限界値は読み取る
べきデータの変調方式等に応じて任意に設定することが
できる。また、上述した実施例では、参照クロック発生
器l4から、PLL回路1の追従能力範囲内においてV
CO 5から出力されるクロックのほぼ2倍の周波数の
参照クロックを発生させ、これをD−FF15で2分周
して基本クロックを得るようにしたが、参照クロック発
生器l4から直接、PLL回路工の追従能力範囲内にお
いてVCO 5から出力されるクロックとほぼ同一周波
数の基本クロックを発生させるようにしてもよい。
限界値を帰還クロック変換回路工2から出力される基本
クロックの8ビット分としたが、この限界値は読み取る
べきデータの変調方式等に応じて任意に設定することが
できる。また、上述した実施例では、参照クロック発生
器l4から、PLL回路1の追従能力範囲内においてV
CO 5から出力されるクロックのほぼ2倍の周波数の
参照クロックを発生させ、これをD−FF15で2分周
して基本クロックを得るようにしたが、参照クロック発
生器l4から直接、PLL回路工の追従能力範囲内にお
いてVCO 5から出力されるクロックとほぼ同一周波
数の基本クロックを発生させるようにしてもよい。
このようにすれば、D−FF15を省略することができ
る。
る。
以上述べたように、この発明によれば、PLL回路を有
するビット同期回路に、デジタル入力信号の同期信号の
欠落を検出する欠落検出手段と、PLL回路における追
従能力範囲内においてPLL回路のvCOから出力され
るクロックとほぼ同一周波数のクロックを発生するクロ
ック発生手段とを設け、VCOの出力および前記クロッ
ク発生手段の出力を、欠落検出手段の出力に基づいて選
択してPLL回路の位相比較器に帰還するようにしたの
で、PLL回路の追従能力を高く設定できると共に、デ
ジタル入力信号の欠落があっても、ビット同期したクロ
ックを常に安定して得ることができる。
するビット同期回路に、デジタル入力信号の同期信号の
欠落を検出する欠落検出手段と、PLL回路における追
従能力範囲内においてPLL回路のvCOから出力され
るクロックとほぼ同一周波数のクロックを発生するクロ
ック発生手段とを設け、VCOの出力および前記クロッ
ク発生手段の出力を、欠落検出手段の出力に基づいて選
択してPLL回路の位相比較器に帰還するようにしたの
で、PLL回路の追従能力を高く設定できると共に、デ
ジタル入力信号の欠落があっても、ビット同期したクロ
ックを常に安定して得ることができる。
第1図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第2図
は第1図に示す欠落検出回路の具体的構成の一例を示す
ブロック図、 第3図はその動作を示す信号波形図、 第4図は第1図に示す帰還クロック変換回路の具体的構
或の一例を示すブロック図、 第5図はその動作を示す信号波形図、 第6図は第1図に示す実施例の動作を示す信号波形図、 第7図、第8図および第9図は従来の技術を説明するた
めの図である。 1・−P L L回路 2−・一分離回路
3一位相比較器 4−tPF5・・・VCO
11−・一欠落検出回路12・一
帰還クロック変換回路 13・・・8ビットシフトレジスタ 14一参照クロック発生器 1 5−D − F F
16. 17・・−AND回路 18−・−イ
ンバータ19−OR回路 第1 図 第2図 第5図 第.6図 第7図
は第1図に示す欠落検出回路の具体的構成の一例を示す
ブロック図、 第3図はその動作を示す信号波形図、 第4図は第1図に示す帰還クロック変換回路の具体的構
或の一例を示すブロック図、 第5図はその動作を示す信号波形図、 第6図は第1図に示す実施例の動作を示す信号波形図、 第7図、第8図および第9図は従来の技術を説明するた
めの図である。 1・−P L L回路 2−・一分離回路
3一位相比較器 4−tPF5・・・VCO
11−・一欠落検出回路12・一
帰還クロック変換回路 13・・・8ビットシフトレジスタ 14一参照クロック発生器 1 5−D − F F
16. 17・・−AND回路 18−・−イ
ンバータ19−OR回路 第1 図 第2図 第5図 第.6図 第7図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、単位時間毎にブロック化されたデータに対してビッ
トパターンの同期信号が付加されたデジタル入力信号を
、位相比較器および電圧制御発振器を有するフェーズ・
ロックド・ループ回路に供給して、前記デジタル入力信
号の同期信号にビット同期したクロックを得るようにし
たビット同期回路において、 前記デジタル入力信号の同期信号の欠落を検出する欠落
検出手段と、前記フェーズ・ロックド・ループ回路にお
ける追従能力範囲内において前記電圧制御発振器から出
力されるクロックとほぼ同一周波数のクロックを発生す
るクロック発生手段とを具え、 前記電圧制御発振器の出力および前記クロック発生手段
の出力を、前記欠落検出手段の出力に基づいて選択して
前記位相比較器に帰還するよう構成したことを特徴とす
るビット同期回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1304750A JP2698455B2 (ja) | 1989-11-27 | 1989-11-27 | ビット同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1304750A JP2698455B2 (ja) | 1989-11-27 | 1989-11-27 | ビット同期回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03166836A true JPH03166836A (ja) | 1991-07-18 |
JP2698455B2 JP2698455B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=17936773
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1304750A Expired - Fee Related JP2698455B2 (ja) | 1989-11-27 | 1989-11-27 | ビット同期回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2698455B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07162403A (ja) * | 1993-12-13 | 1995-06-23 | Nec Eng Ltd | 位相同期ループ回路 |
CN103339895A (zh) * | 2011-01-31 | 2013-10-02 | 日本电信电话株式会社 | 信号复用设备 |
-
1989
- 1989-11-27 JP JP1304750A patent/JP2698455B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2698455B2 (ja) | 1998-01-19 |
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