JPH03159320A - アナログ―ディジタル変換器 - Google Patents
アナログ―ディジタル変換器Info
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- JPH03159320A JPH03159320A JP30052789A JP30052789A JPH03159320A JP H03159320 A JPH03159320 A JP H03159320A JP 30052789 A JP30052789 A JP 30052789A JP 30052789 A JP30052789 A JP 30052789A JP H03159320 A JPH03159320 A JP H03159320A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はアナログ量を1ビットずつディジタル量に変
換する逐次比較型のアナ口グーディジクル変換方法及び
変換器に関する。
換する逐次比較型のアナ口グーディジクル変換方法及び
変換器に関する。
第3図は従来の逐次比較型のアナログ−ディジタル(以
下^/Dという)変換器の構戒を示すブロック図である
。図において3は外部から入力されたアナログ量たる入
力電圧VINと後述する基準電圧発生回路2にて生成さ
れた基準電圧V.fとの大小を判定するコンパレータで
ある。該コンパレータ3は大小判定結果に応して例えば
V ,.> V,,,のときに“H”となる判定信号C
Sを出力する。判定信号CSは逐次比較制御部5に与え
られ、そこで変換値保持部6に比較信号CSの“H”,
“L“に従い制御信号CTを出力する。
下^/Dという)変換器の構戒を示すブロック図である
。図において3は外部から入力されたアナログ量たる入
力電圧VINと後述する基準電圧発生回路2にて生成さ
れた基準電圧V.fとの大小を判定するコンパレータで
ある。該コンパレータ3は大小判定結果に応して例えば
V ,.> V,,,のときに“H”となる判定信号C
Sを出力する。判定信号CSは逐次比較制御部5に与え
られ、そこで変換値保持部6に比較信号CSの“H”,
“L“に従い制御信号CTを出力する。
変換値保持部6は制御信号CTに基づき逐次比較による
変換結果を確定し、格納すると共に、変換途中はMSB
から順に変換途中のデータOSを確定し、保持するもの
であり、そのデータDSは基準電圧発生回路2に与えら
れると共に、最終変換結果OFは外部に出力される。な
お、データOSは最初、A/D変換器の分解能に応じた
値がセットされており、その最上位ビットだけが“1”
となる値を保持している.基準電圧発生回路2はデータ
DSに従い、基準電圧V ratを発生する。発生され
る基準電圧V eatは例えば8ビットの分解能の^/
D変換器の場合 となる。8ビットの場合、最初にデータDSは(128
=“10000000”)にセットされ、V,., =
2.5 Vがコンパレータ3に出力される. 次に従来のA/D変換器の動作について説明する。
変換結果を確定し、格納すると共に、変換途中はMSB
から順に変換途中のデータOSを確定し、保持するもの
であり、そのデータDSは基準電圧発生回路2に与えら
れると共に、最終変換結果OFは外部に出力される。な
お、データOSは最初、A/D変換器の分解能に応じた
値がセットされており、その最上位ビットだけが“1”
となる値を保持している.基準電圧発生回路2はデータ
DSに従い、基準電圧V ratを発生する。発生され
る基準電圧V eatは例えば8ビットの分解能の^/
D変換器の場合 となる。8ビットの場合、最初にデータDSは(128
=“10000000”)にセットされ、V,., =
2.5 Vがコンパレータ3に出力される. 次に従来のA/D変換器の動作について説明する。
第4図はその動作を説明する図であり、ここでは説明を
平易化するため3ビットの変換例を示している.最初デ
ータDSは″100′″=4にセットされており、外部
基準電圧を5vとすると基準電圧V rafは5X4/
2’ =2.5 Vにセットされ、それと入力電圧VI
Nとが大小判定される。VIM≧V rafのときはデ
ータロSが“110”にセットされ、新たにV ref
=3.75Vが生威されル. !.タV+w<Lay
ノトキはデータOSが“010”にセットされ、新たに
V raf=1.25Vが生成される。これによりMS
Bが“1″又は“O”に決定される。同様に他の2ビッ
トが逐次比較されて3ビットのディジタル値が決定され
る。
平易化するため3ビットの変換例を示している.最初デ
ータDSは″100′″=4にセットされており、外部
基準電圧を5vとすると基準電圧V rafは5X4/
2’ =2.5 Vにセットされ、それと入力電圧VI
Nとが大小判定される。VIM≧V rafのときはデ
ータロSが“110”にセットされ、新たにV ref
=3.75Vが生威されル. !.タV+w<Lay
ノトキはデータOSが“010”にセットされ、新たに
V raf=1.25Vが生成される。これによりMS
Bが“1″又は“O”に決定される。同様に他の2ビッ
トが逐次比較されて3ビットのディジタル値が決定され
る。
逐次変換型のA/D変換器では必ずMSBから1ビット
ずつの変換を行うため、1ビットの変換時間、即ち1回
の大小判定時間をaμ秒とするとnビットのA/D変換
時間はaXnμ秒必要となる。
ずつの変換を行うため、1ビットの変換時間、即ち1回
の大小判定時間をaμ秒とするとnビットのA/D変換
時間はaXnμ秒必要となる。
この変換時間を高速化するものとして並列比較型のA/
D変換器がある。第5図は従来の並列比較型のA/D変
換器の構威を示すブロック図であり、3ビットのA/D
変換器を示している。図において30〜37はコンバレ
ー夕であり、基準電圧発生回路2から出力された基準電
圧v..。,。〜V F@f?が各別に与えられており
、それと入力電圧VINとを各別に比較する。判定結果
はエンコーダ4に与えられ、判定結果に基づき変換結果
を生成する。なおコンバレータ30にはコード“000
”に対応した基準電圧V raf。が、コンパレータ3
1にはコード″001” ・・・コンパレータ37に
はコード“111”に対応した基準電圧V Paf’T
が供給されている。
D変換器がある。第5図は従来の並列比較型のA/D変
換器の構威を示すブロック図であり、3ビットのA/D
変換器を示している。図において30〜37はコンバレ
ー夕であり、基準電圧発生回路2から出力された基準電
圧v..。,。〜V F@f?が各別に与えられており
、それと入力電圧VINとを各別に比較する。判定結果
はエンコーダ4に与えられ、判定結果に基づき変換結果
を生成する。なおコンバレータ30にはコード“000
”に対応した基準電圧V raf。が、コンパレータ3
1にはコード″001” ・・・コンパレータ37に
はコード“111”に対応した基準電圧V Paf’T
が供給されている。
並列比較型のA/D変換器では1回の判定時間をaμ秒
とすると並列処理で判定するので、nビットのA/D変
換時間もaμ秒となりA/D変換処理が高速化する. 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら並列比較型の^/D変換器ではコンパレー
夕が分解能の数(2” )だけ必要であり、ハードウェ
ア量が多くなり、A/D変換器の価格上昇を招来する.
また逐次比較型のA/D変換器はコンパレータは1つと
少なくてよいが、変換に長時間を要するという問題があ
った。
とすると並列処理で判定するので、nビットのA/D変
換時間もaμ秒となりA/D変換処理が高速化する. 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら並列比較型の^/D変換器ではコンパレー
夕が分解能の数(2” )だけ必要であり、ハードウェ
ア量が多くなり、A/D変換器の価格上昇を招来する.
また逐次比較型のA/D変換器はコンパレータは1つと
少なくてよいが、変換に長時間を要するという問題があ
った。
この発明はこのような問題を解決するためになされたも
のであり、前回変換値に基づき今回の変換値を予測し、
下位mビットのみを逐次変換することにより、ハードウ
ェア量が少なく、変換時間を短縮させたA/D変換器を
得ることを目的にする。
のであり、前回変換値に基づき今回の変換値を予測し、
下位mビットのみを逐次変換することにより、ハードウ
ェア量が少なく、変換時間を短縮させたA/D変換器を
得ることを目的にする。
この発明に係るA/D変換方法は、先に変換されたディ
シ゛タル量の上位(n−m)ビットを用い、下位mビッ
トを逐次変換するものであり、この発明に係るA/D変
換器は先に変換されたディジタル値から、その下位mビ
ットをOにした第1予測値と、それに2mを加算した第
2予測値とを生成する予測値生成手段と、それらに基づ
く第1及び第2予測アナログ量と入力されたアナログ量
とを比較する手段とを設け、入力されたアナログ量が第
1予測アナログ量より大きく、第2予測アナログ量より
小さいとき、下位mビットから逐次変換するようにした
ものである。
シ゛タル量の上位(n−m)ビットを用い、下位mビッ
トを逐次変換するものであり、この発明に係るA/D変
換器は先に変換されたディジタル値から、その下位mビ
ットをOにした第1予測値と、それに2mを加算した第
2予測値とを生成する予測値生成手段と、それらに基づ
く第1及び第2予測アナログ量と入力されたアナログ量
とを比較する手段とを設け、入力されたアナログ量が第
1予測アナログ量より大きく、第2予測アナログ量より
小さいとき、下位mビットから逐次変換するようにした
ものである。
この発明においては、アナログ量が入力されると、先の
変換結果に基づき生成された第1及び第2予測アナログ
量と比較され、入力されたアナログ量が第1予測アナロ
グ量より大きく、第2予測アナログ量より小さいとき、
上位(n−m)ビットは先の変換結果と同じになるので
、アナログ量を下位mビットから逐次変換する。
変換結果に基づき生成された第1及び第2予測アナログ
量と比較され、入力されたアナログ量が第1予測アナロ
グ量より大きく、第2予測アナログ量より小さいとき、
上位(n−m)ビットは先の変換結果と同じになるので
、アナログ量を下位mビットから逐次変換する。
即ち、前回の変換結果と今回の変換結果との変化量は僅
かであり、上位( n−m)ビットは同値であると予測
し、これが確認されたときは下位mビットのみを逐次比
較してディジタル量に変換する。
かであり、上位( n−m)ビットは同値であると予測
し、これが確認されたときは下位mビットのみを逐次比
較してディジタル量に変換する。
これにより予測が的中した場合は変換時間がax (m
+2)μ秒となり、逐次比較型の^/D変換器に比べ変
換時間が短くなり、並列比較型のA/D変換器に比べハ
ードウェア量が減少する。
+2)μ秒となり、逐次比較型の^/D変換器に比べ変
換時間が短くなり、並列比較型のA/D変換器に比べハ
ードウェア量が減少する。
以下、この発明をその実施例を示す図面に基づいて詳述
する。
する。
第1図はこの発明に係るアナログ−ディジタル(以下A
/Dという)変換器の構或を示すブロック図である。図
において3は外部から入力されたアナログ量たる入力電
圧VINと、後述する基準電圧発生回路2にて生成され
た基準電圧V ratとの大小を判定するコンパレータ
である。該コンパレータ3は大小判定結果に応じて、例
えばVIN>Vrefのときに“H“となる判定信号C
Sを出力する。判定信号CSは逐次比較制御部5と制御
部8とに与えられる。逐次比較制御部5は変換値保持部
6に比較信号CSの“H”,“L”及び後述する選択信
号SDに従い制御信号CTを出力する。また制御部8は
判定信号CSに基づき変換予測が的中したか否かを判定
し、それに応じて逐次比較制御部5又は予測データ生成
部7に選択信号SDを出力する。
/Dという)変換器の構或を示すブロック図である。図
において3は外部から入力されたアナログ量たる入力電
圧VINと、後述する基準電圧発生回路2にて生成され
た基準電圧V ratとの大小を判定するコンパレータ
である。該コンパレータ3は大小判定結果に応じて、例
えばVIN>Vrefのときに“H“となる判定信号C
Sを出力する。判定信号CSは逐次比較制御部5と制御
部8とに与えられる。逐次比較制御部5は変換値保持部
6に比較信号CSの“H”,“L”及び後述する選択信
号SDに従い制御信号CTを出力する。また制御部8は
判定信号CSに基づき変換予測が的中したか否かを判定
し、それに応じて逐次比較制御部5又は予測データ生成
部7に選択信号SDを出力する。
変換値保持部6は制御信号CTに基づき逐次比較による
変換結果を格納すると共に、変換途中はMSBから順に
変換途中のデータDSを確定し、保持するものであり、
そのデータOSは基準電圧発生回路2に与えられると共
に最終変換結果叶は予測データ?或部7に与えられる。
変換結果を格納すると共に、変換途中はMSBから順に
変換途中のデータDSを確定し、保持するものであり、
そのデータOSは基準電圧発生回路2に与えられると共
に最終変換結果叶は予測データ?或部7に与えられる。
予測データ生威部7は前回入力された入力電圧Vl,l
の最終変換結果OFが格納されており、その値から第1
及び第2予測データPDI . PD2を生成する。
の最終変換結果OFが格納されており、その値から第1
及び第2予測データPDI . PD2を生成する。
第1予測データPDIは最終変換結果叶の値の下位mビ
ットを0にしたものであり、8ビットのA/D変換器(
n=8)であり、m=3のとき、PDI =abcde
000の値となる。また第2予測データPD2は第1予
測データPDIに2″を加算したものであり、上記のと
きPD2 =abcdeOOO+1000 (= 2
’)となる.これらの予測データPDI , PD2は
選択信号SDに応じて変換値保持部6に与えられ、そこ
からデータロSとして基準電圧発生回路2に出力され、
そこで第1及び第2予測アナログ量たる第1及び第2予
測基準電圧V■fPI + Vraf■が生成され、順
次コンパレータ3に与えられる。また変換値保持部6に
は逐次比較制御部5からの制御信号CTも与えられてお
り、これが与えられると予測データ生成部7からの予測
データPDI , PD2ではなく、ここに保持された
変換途中のデータDSをそのまま出力する.?にこのよ
うに構威されたこの発明のA/ロ変換器の動作について
説明する。第2図は動作を説明するフロー図であり、こ
こでは8ビットの分解能でA/D変換を行い、上位5ビ
ットを予測に用いる場合を例に説明する。また前回の変
換結果OF=abcdefghとする。
ットを0にしたものであり、8ビットのA/D変換器(
n=8)であり、m=3のとき、PDI =abcde
000の値となる。また第2予測データPD2は第1予
測データPDIに2″を加算したものであり、上記のと
きPD2 =abcdeOOO+1000 (= 2
’)となる.これらの予測データPDI , PD2は
選択信号SDに応じて変換値保持部6に与えられ、そこ
からデータロSとして基準電圧発生回路2に出力され、
そこで第1及び第2予測アナログ量たる第1及び第2予
測基準電圧V■fPI + Vraf■が生成され、順
次コンパレータ3に与えられる。また変換値保持部6に
は逐次比較制御部5からの制御信号CTも与えられてお
り、これが与えられると予測データ生成部7からの予測
データPDI , PD2ではなく、ここに保持された
変換途中のデータDSをそのまま出力する.?にこのよ
うに構威されたこの発明のA/ロ変換器の動作について
説明する。第2図は動作を説明するフロー図であり、こ
こでは8ビットの分解能でA/D変換を行い、上位5ビ
ットを予測に用いる場合を例に説明する。また前回の変
換結果OF=abcdefghとする。
最初に予測データ生成部7で第1予測データpoiを生
成する。これは変換結果opの下位3ビットを0にする
ことにより生成する(PDI =abcdeOOO)。
成する。これは変換結果opの下位3ビットを0にする
ことにより生成する(PDI =abcdeOOO)。
これを変換値保持部6に与え、データOSとして基準電
圧発生回路2に出力し、そこで第1予測基準電圧■、。
圧発生回路2に出力し、そこで第1予測基準電圧■、。
,■を生成する。コンパレータ3は入力された入力電圧
Vエと第1予測基準電圧V raf■とを比較する第1
回大小判定を行い、Vエ〉■,..f■のときは、判定
信号CS=“H1を制御部8に出力して、制御部8は選
択信号SDを予測データ生成部7に出力する。予測デー
タ生成部7は次に第1予測データPDIに“1000”
を加算した第2予測データPD2を変換値保持部6に出
力し、コンパレータ3では入力電圧VINと第2予測基
準電圧VrafPZとを比較する第2回大小判定が行わ
れる。V,N<V,。。
Vエと第1予測基準電圧V raf■とを比較する第1
回大小判定を行い、Vエ〉■,..f■のときは、判定
信号CS=“H1を制御部8に出力して、制御部8は選
択信号SDを予測データ生成部7に出力する。予測デー
タ生成部7は次に第1予測データPDIに“1000”
を加算した第2予測データPD2を変換値保持部6に出
力し、コンパレータ3では入力電圧VINと第2予測基
準電圧VrafPZとを比較する第2回大小判定が行わ
れる。V,N<V,。。
のときは、判定信号CS=“L”を制御部8に出力し、
制御部8は選択信号SDを予測データ生成部7に出力し
、第1予測データPDIの第6ビットを1にセットした
値(−abcdel00)を変換値保持部6にセットす
る。そして前記値がデータSDとして出力され、通常の
逐次変換処理により第3〜第5の3回の大小判定がなさ
れ、下位3ビットの値が定められる。
制御部8は選択信号SDを予測データ生成部7に出力し
、第1予測データPDIの第6ビットを1にセットした
値(−abcdel00)を変換値保持部6にセットす
る。そして前記値がデータSDとして出力され、通常の
逐次変換処理により第3〜第5の3回の大小判定がなさ
れ、下位3ビットの値が定められる。
また第1又は第2回の大小判定でV IN< V ra
fr+又はVい> V Imtpzのときは上位5ビッ
トが前回の変換結果DFと同様であるという予測が的中
しなかったことになり、MSBから再度逐次変換をやり
直す。このときは変換値保持部6には最初、従来と同様
にDS=“10000000”がセットされる.予測が
的中しなかった場合は従来より1又は2回余分に判定を
行う必要があるが、予測が的中した場合は従来8回変換
する必要があったものが5回の変換で終了し、変換時間
を短縮できる。
fr+又はVい> V Imtpzのときは上位5ビッ
トが前回の変換結果DFと同様であるという予測が的中
しなかったことになり、MSBから再度逐次変換をやり
直す。このときは変換値保持部6には最初、従来と同様
にDS=“10000000”がセットされる.予測が
的中しなかった場合は従来より1又は2回余分に判定を
行う必要があるが、予測が的中した場合は従来8回変換
する必要があったものが5回の変換で終了し、変換時間
を短縮できる。
なお、この実施例では予測データとの比較を逐次変換用
のコンパレータにて行ったが、これを専用のコンパレー
タで行うようにしてもよい。これによりハードウェア量
は若干増加するが、さらに変換時間が短縮される。
のコンパレータにて行ったが、これを専用のコンパレー
タで行うようにしてもよい。これによりハードウェア量
は若干増加するが、さらに変換時間が短縮される。
以上説明したとおり、この発明によれば前回の変換結果
と今回の変換結果との上位(n−m)ビットは同値であ
ると予測し、予測が的中した場合に下位mビットだけを
逐次変換するようにしたので、従来の逐次比較型の回路
構成とほぼ同様な構威、即ち少量のハードウェア量で高
速なA/D変換が可能となる等優れた効果を奏する。
と今回の変換結果との上位(n−m)ビットは同値であ
ると予測し、予測が的中した場合に下位mビットだけを
逐次変換するようにしたので、従来の逐次比較型の回路
構成とほぼ同様な構威、即ち少量のハードウェア量で高
速なA/D変換が可能となる等優れた効果を奏する。
第1図はこの発明に係るA/D変換器の構或を示すブロ
ック図、第2図はこの発明のA/D変換動作を説明する
フロー図、第3図は従来の逐次比較型の^/D変換器の
構成を示すブロック図、第4図はその^/D変換動作を
示すフロー図、第5図は従来の並列比較型の^/D変換
器の構或を示すブロック図である。2 2・・・基準電圧発生回路 3・・・コンパレータ5・
・・逐次比較制御部 6・・・変換値保持部7・・・予
測データ生威部 8・・・制御部なお、図中、同一符号
は同一、又は相当部分を示す。
ック図、第2図はこの発明のA/D変換動作を説明する
フロー図、第3図は従来の逐次比較型の^/D変換器の
構成を示すブロック図、第4図はその^/D変換動作を
示すフロー図、第5図は従来の並列比較型の^/D変換
器の構或を示すブロック図である。2 2・・・基準電圧発生回路 3・・・コンパレータ5・
・・逐次比較制御部 6・・・変換値保持部7・・・予
測データ生威部 8・・・制御部なお、図中、同一符号
は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- (1)アナログ量をnビットのディジタル量に上位ビッ
トから逐次変換するアナログ−ディジタル変換方法にお
いて、 最上位ビットから(n−m)ビット(n> m)は先に変換されたディジタル量の値を用い、下位m
ビットを逐次変換することを特徴とするアナログ−ディ
ジタル変換方法。 - (2)アナログ量をnビットのディジタル量に上位ビッ
トから逐次変換するアナログ−ディジタル変換器におい
て、 先に変換されたディジタル量を保持し、そ の下位m(m<n)ビットを0とした第1予測値及び該
第1予測値に2^mを加算した第2予測値を生成する予
測値生成手段と、 第1及び第2予測値に関連する第1及び第 2予測アナログ量と入力されたアナログ量とを比較する
手段とを備え、 入力されたアナログ量が第1予測アナログ 量より大きく、第2予測アナログ量より小さいとき、下
位mビットから逐次変換すべくなしてあることを特徴と
するアナログ−ディジタル変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1300527A JPH0828663B2 (ja) | 1989-11-16 | 1989-11-16 | アナログ―ディジタル変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1300527A JPH0828663B2 (ja) | 1989-11-16 | 1989-11-16 | アナログ―ディジタル変換器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03159320A true JPH03159320A (ja) | 1991-07-09 |
JPH0828663B2 JPH0828663B2 (ja) | 1996-03-21 |
Family
ID=17885895
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1300527A Expired - Fee Related JPH0828663B2 (ja) | 1989-11-16 | 1989-11-16 | アナログ―ディジタル変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0828663B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08256060A (ja) * | 1995-03-17 | 1996-10-01 | Nec Corp | 比較型a/d変換器 |
JP2012109948A (ja) * | 2010-10-19 | 2012-06-07 | Yamaha Corp | ヒシテリシス装置 |
JP2017017665A (ja) * | 2015-06-30 | 2017-01-19 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Ad変換器、ad変換方法 |
US10505557B2 (en) | 2016-02-25 | 2019-12-10 | Sony Corporation | Analog-to-digital converter, electronic device, and method of controlling analog-to-digital converter |
Families Citing this family (1)
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WO2017158996A1 (ja) | 2016-03-16 | 2017-09-21 | ソニー株式会社 | アナログデジタル変換器、電子装置およびアナログデジタル変換器の制御方法 |
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-
1989
- 1989-11-16 JP JP1300527A patent/JPH0828663B2/ja not_active Expired - Fee Related
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