JPH0284073A - インバータの電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機を駆動するためのパルス幅変調（
ＰＷＭ）方式のインバータの電流制御装置に係り、特に
電流指令値に対し実際の電流値が定常時においても過渡
時においても精度よく追従するインバータの電流制御装
置に関する。

〔従来の技術〕 交流電動機は、一般に第２図に示すような電圧形インバ
ータ１１により駆動される。このインバ−タ１１は、ス
イッチング素子であるトランジスタ１７ａ〜２２ａとダ
イオード１７ｂ〜２２ｂとを逆並列接続して構成した電
気弁を直列に接続した３つの直列回路を備えており、各
直列回路の両端は直流電源の正側と負側とに接続されて
いる。

スイッチング素子としてはサイリスタを使用することも
できる。速度制御部１では、モータ１５に取り付けられ
た回転速度センサ１６により検出された回転速度のつと
指令値ω、４との偏差から電流指令値ｌｕ。〜１％を演
算出力する。電流制御部２では速度制御部１から電流指
令値１０〜１６゜を入力し、また、電流検出器１２．１
３．１４から電流検出値ｉ。−１ｗを入力する。そして
、比較器４〜６により電流指令値ｉｕ”−ｉｗと電流検
出値ｉｕ−九との偏差Δｌｕ〜Δ１゜を求め、その偏差
に基づいて出力電位決定部３で各相の出力電位指令φＵ
′〜φｗ。を演算する。

ドライバ７では出力電位指令φＵ。〜φ６゜と反転器８
〜１０により反転された信号下７°〜ｖ″７とに基づい
てトランジスタ１７〜２２をオン・オフ制御する。この
ようなシステムにおいて電流制御部２は制御性能を左右
する重要な部分であり、従来技術としては瞬時値電流制
御方式、平均値電流制御方式、または、瞬時値電流制御
と平均値電流制御とを併用した方式などが考えられてい
る。

第３図は瞬時値電流制御方式を代表するヒステリシスコ
ンパレータ方式を示す回路図である。この方式では電流
指令値ｉ％との検出値ｉｕとの偏差を比較器４により求
め、その偏差Δｉｕに基づいてヒステリシスコンパレー
タ２３によリトランジスタをオン・オフ制御している。

すなわち、偏差Δｉｕが正のしきい値を越えて増加した
とき、出力をハイ　（Ｈｉｇｈ）レベルとし、また偏差
Δｉｕが負のしきい値を越えて減少したとき、出力をロ
ー（Ｌｏｗ）レベルとする出力電位指令を出力する。こ
のような処理はＶ相、Ｗ相についてもそれぞれ独立に行
われる。この方式の場合、時々刻々の電流検出値を監視
し、それに基づいてトランジスタをオン・オフ制御する
ため、応答性に優れている。しかし、スイッチング周波
数ｆ。

が動作状態により大きく変化し、特に低速時に急増する
。そのため、低速時におけるスイッチング周波数ｆ、を
インバータで許容される上限値以下に設定することが必
要となり、全体的にはスイッチング周波数ｆ、がかなり
低い値に抑えられることになる。また騒音も大きく音色
も動作状態により変化し不快感を与える。この原因は次
のように説明できる。インバータにより出力できる電圧
は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相がそれぞれＨｉｇｈレベルまたは
Ｌｏｗレベルを選択するときの組合せで決まるため、２
３＝８通りの電圧ベクトルで表わさレル。Ｈｉｇｈレベ
ルを１、Ｌｏｗレベルを０とし、（ｕ相しベル、Ｖ相し
ベル、ｗ相しベル）の順に出力レベルを書き表わすと（
０００）、（００１）・・・・・　（１１１）となる。

この２通表現を１０進表現に置き換えてその値を添え字
として電圧ベクトルを表現すると第６図のようなベクト
ルｖＯ〜ｖ７となる。ここで、例えば所望の出力電圧Ｖ
ｘが、Ｕ相が最大値となるような位相関係であるとする
と、Ｖｘの方向とベクトルＶ４の方向とが一致するため
ベクトルＶ４と零ベクトルに相当するｖＯ１Ｖ７とを交
互に選択すればよい。

しかし、ヒステリシスコンパレータ方式の場合、各相が
勝手に出力電位を決定するため、ベクトルＶＯ〜Ｖ７を
無秩序に選択し、その時間的平均値がＶｘになるように
制御される。このように８通りの電圧ベクトルが不規則
に選択され、ときには所望の電圧Ｖｘとまったく逆方向
の電圧ベクトル（この場合にはベクトルＶ３）を選択し
てしまう。

これが、制御精度の低下、騒音の増加をもたらす原因で
ある。

一方、第４図は平均値電流制御方式の基本回路を示した
ものである。この回路は、比較器４、ゲインがＫｐの増
幅器２４、ゲインかに１の増幅器２５、積分器２６、加
算器２７、比較器２８、符号判定器２９、積分回路３０
とコンパレータ３１とから成る三角波発生器で構成され
ている。この方式では、次式のように、電流指令値ｉｕ
。と電流検出値ｉｕとの偏差Δｉｕに比例ゲインＫｐを
掛けた値と、偏差Δｉｕに積分ゲインに、を掛けそれを
積分した値とを加算して電圧指令値υｒを求める。

Δｉ、＝ｉｕ　　−ｉ、　　　　・・・（１）そして、
その電圧指令値υＵ′と三角波ｅｔとを比較し、符号判
定器２９で比較結果の符号を判定し、υＵ′≧ｅｔのと
き出力電位がＨｉｇｈレベル、υｕ”＜ｅｔのとき出力
電位がＬｏｗレベルになるよう制御している。このよう
なＰＷＭ制御をＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対してそれぞれ行う
と、インバータの出力電圧の時間的平均値は電圧指令値
υｕ１〜υ、に一致する。なお、ここで三角波ｅｔは、
積分回路３０の出力をヒステリシスコンパレータ３１に
よりコンパレートシ、その値を反転して積分回路３０に
フィードバックすることにより求めている。この方式の
場合、インバータのスイッチングは、電圧指令値υＵ′
と三角波ｅ。

との交点で決まるため、スイッチング周波数ｆ。

は三角波ｅｔの周波数ｆｃに一致し、スイッチング周波
数ｆ３は常に一定に保たれる。そのため、低速から高速
までインバータで許容される上限のスイッチング周波数
で運転でき制御精度が向上する。なお、第４図ではＵ相
についてのみ示しているがＶ相、Ｗ相についても同一の
回路および三角波ｅｔを用いて同様な制御が行われる。

そのため、第５図に示すように、そのとき選択される電
圧ベクトルは、その時点で最適な電圧ベクトルだけに制
限される。このような電圧指令値υＵ′〜υｗ。の大小
関係から決まる３〜４種類の電圧ベクトルを、そのとき
の最適な電圧ベクトル群と呼ぶことにする。ちなみに、
第５図において電圧指令値υｕＩが最大のときの最適な
電圧ベクトル群を調べると、ベクトルＶ４、ＶＯ１Ｖ７
となっており逆方向の電圧ベクトルは選択されない。ゆ
えに、この点からも制御精度が向上し、また不快な騒音
が発生することもないことがわかる。ところが、電流検
出領民が電流指令値ｉｕ。に追従するためには、上記（
１）式において、Δ１ｕ＝０となることが必要である。

このとき電圧指令値υ。

となり、積分器２６出力がモータに印加すべき電圧、す
なわち、そのときのモータの速度起電力と一次電圧降下
との和に追従することが必要になる。

しかし、高速回転時には速度起電力が増加し、またその
出力周波数も高くなるため積分器が追従しえなくなり、
その結果、制御精度が悪化する。また、低速時において
もｉｕ＊が大きく変化するような過渡状態では、それに
応じて積分器出力が応答できず、そのため制御精度が低
下する。

このため、従来では、上記の瞬時値電流制御と平均値電
流制御とを併用した方式（特開昭６０−９１８９７号公
報）が提案されている。この方式は第７図のように表わ
すことができる。ここで、符号２４〜３１で表わされる
部分、すなわち比例ゲインを得る増幅器２４〜コンパレ
ータ３１に至るまでの部分は平均値電流制御の部分で機
能は第４図の場合と同様である。他方、ヒステリシスコ
ンパレータ３２．３３、アンドゲート３４、オアゲート
３５の部分は瞬時値電流制御に相当する部分である。こ
こで、ヒステリシスコンパレータ３２は電流偏差Δｉ。

と負のしきい値−ΔＨとを比較し、偏差Δｉｕが負のし
きい値を越えて減少した場合には出力をＨｉｇｈレベル
とし、また偏差Δｉｕが正となった場合に出力をＬｏｗ
レベルに戻す。この出力はオアゲート３５に入力されて
いるためΔｉｕく−ΔＨとなったとき、無条件に出力電
位がＨｉｇｈレベルとなり、Δ戊〉０になるまでその状
態が継続されることになる。またヒステリシスコンパレ
ータ３３は、ｉ流ｉｉΔｉｕと正のしきい値ΔＨとを比
較し、Δｉｕが正のしきい値を越えて増加した場合に出
力をＬｏｗレベルとし、また偏差Δｉｕが負のとなった
場合に出力をＨｉｇｈレベルに戻す。この出力はアンド
ゲート３４に入力されているため、Δｉｕ〉△Ｈとなっ
たとき、無条件に出力電位がＬｏｗレベルとなりΔｉｕ
＜Ｑになるまでその状態が継続されることになる。以上
の原理から電流偏差が大きい場合に瞬時値電流制御回路
が作動し電流偏差を減少させ、電流偏差が小さい場合に
は平均値電流制御が作動することになる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、従来のこの方式では、瞬時値制御から平
均値制御、または、平均値制御から瞬時値制御へ移行す
る際に積分器による過渡現象が発生し、制御精度が悪化
する、という問題がある。

その原因は次のようなことに起因している。積分器出力
は平均値電流制御の原理からモータの速度起電力と一次
電圧降下との合成電圧に追従させる必要がある。この条
件は平均値電流制御をしている際にフィードバックルー
プ中の若干の電流偏差を積分することにより微妙なバラ
ンスで成り立つ。

しかし、瞬時値電流制御回路が作動すると、このバラン
スは崩れ積分器出力は上記合成電圧から大きく崩れるこ
とになる。このような状態で電流偏差が減少しても正常
な平均値電流制御には移行できず過渡的に振動を繰り返
す。その際に電流偏差が増加し瞬時値電流制御回路が作
動すると、また同じことを繰り返すことになる。以上が
過渡現象が発生し制御精度が低下する主要因である。ま
た、この方式は瞬時値電流制御回路が作動したとき、第
５図で示したその時点の最適な電圧ベクトルではなく、
逆方向の電圧ベクトルを選んでしまうことが問題である
。これは、第３図の場合と同様に、瞬時値電流制御が働
いたとき、各相が勝手に出力電位を決定することに起因
している。これも、瞬時値電流制御が作動したとき、制
御精度が悪化する原因になっている。

本発明は、上記従来の問題点を解消するためになされた
もので、平均値電流制御から瞬時値電流制御、または、
瞬時値電流制御から平均値電流制御へ方式が移行する際
の積分演算による不都合な過渡現象の発生を防止して、
インバータの出力電圧と積分値との差を積分演算の入力
にフィードバックすることにより、積分値をモータの速
度起電力と一次電圧降下との合成電圧に追従させ、方式
の切り替わり時点にふいても制御が乱れないインバータ
の電流制御装置を提供することを目的としている。

また、平均値電流制御の低速域における高精度制御特性
ならびに瞬時値電流制御の高応答性といった両方式の特
長を活かし電流偏差に応じて適切に方式の切り替えを行
うこと、瞬時値電流制御時にスイッチング周波数が一定
に保たれること、さらには、常に最適な電圧ベクトルが
選択されることなどに留意し、制御精度が高く、かつ、
応答性が高い電流制御装置を提供することを目的として
いる。

〔発明の説明〕

上記目的を達成するために本発明のインバータの電流制
御装置は、スイッチング素子とダイオードとを逆並列に
接続した電気弁を直列接続した直列回路を備えかつ前記
直列回路の両端を直流電源の正側と負側に接続したイン
バータの出力端子に流れる電流を制御するインバータの
電流制御装置において、出力電流指令値を演算する電流
指令値演算手段と、前記出力端子に流れる実際の電流値
を検出する電流値検出手段と、出力電流指令値と実際の
電流値との差で表わされる電流偏差を演算する偏差演算
手段と、各相の出力電位に基づいて出力相電圧を演算す
る相電圧演算手段と、前記電流偏差と所定のしきい値と
を比較することにより第１の出力電位指令を演算する瞬
時値電流制御手段と、前記電流偏差に基づいて比例積分
動作を行うための比例積分値を演算し該比例積分値と三
角波とを比較することにより第２の出力電位指令を演算
すると共に、積分動作の積分値と前記出力相電圧との差
を積分値演算の入力へフィードバックして積分値を補正
する平均値電流制御手段と、前記瞬時値電流制御手段に
より演算された第１の出力電位指令と前記平均値電流制
御手段により演算された第２の出力電位指令とに基づい
て実際の出力電位指令を決定する出力電位指令決定手段
と、を設けたことを特徴とする。

本発明は、上記構成により、インバータの出力電流を所
定の電流指令値に追従させる際、電流指令値と電流検出
値との差で表わされる電流偏差を求め、その電流偏差と
所定のしきい値とを比較しその比較結果から第１の出力
電位指令を求め、また、前記電流偏差に基づいて比例積
分動作（ＰＩ動作）を行うための比例積分値を演算しこ
の比例積分値と三角波とを比較することにより第２の出
力電位指令を求め、第１の出力電位指令と第２の出力電
位指令とに基づいて実際の出力電位指令を決定する。そ
して、各相の出力電位指令から出力相電圧を求め、積分
動作を行うための積分値と前記出力相電圧との差を積分
演算の入力にフィードバックすることにより積分値を補
正する。これによって、インバータの出力電圧をモータ
の速度起電力と一次電圧降下との合成値、すなわち、イ
ンバータの出力端子に流れる電流が電流指令値通りに流
れているときのモータ端子電圧に追従させることができ
る。

以上の基本原理を、第１図に示す基本概念図に基づいて
更に説明する。電流指令値演算手段４０では、インバー
タから流れるべき出力相電流の指令値を演算出力する。

電流検出手段４１では、インバータから実際に流れてい
る出力相電流を検出する。偏差演算手段４２では電流指
令値と電流検出値とを比較しその電流偏差を求める。相
電圧演算手段４６では、各相の出力電位から中性点電位
求め出力電位と中性点電位との差、すなわち、出力相電
圧を演算する。平均値電流制御手段４３では、電流偏差
に基づいて比例積分動作を行うための比例積分値を演算
し、この比例積分値と三角波とを比較することにより第
２の出力電位指令を演算する。また、同時に積分動作の
積分値と前記出力相電圧との差を積分演算の入力へフィ
ードバックして積分値を補正する。これにより、瞬時値
電流制御手段４４による制御が作動している状態であっ
ても、積分制御における積分値は、出力相電圧に追従す
ることになる。なお、この場合、瞬時値電流制御により
略電流指令値通りの電流が流れているので、結果として
、積分値はモータの速度起電力と一次電圧降下との合成
電圧に追従することになる。瞬時値電流制御手段４４で
は、電流偏差と所定のしきい値と比較することにより第
１の出力電位指令を演算する。出力電位指令決定手段４
５では、瞬時値電流制御手段４４により演算された第１
の出力電位指令と平均値電流制御手段４３により演算さ
れた第２の出力電位指令とに基づいて実際の出力電位指
令を決定する。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、瞬時値電流制御手
段が作動している状態であっても積分値が常にモータの
速度起電力と一次電圧降下との和に追従している、すな
わち、平均値電流制御手段はいつでも作動できるスタン
バイ状態にあるため、平均値電流制御と瞬時値電流制御
との間で制御モードを切り換える際に、積分演算による
不都合な過渡現象が発生ずることはなく、スムーズなモ
ードの移行が可能となる。その結果、低速時においては
、平均値電流制御を作動させ、平均値電流制御の特長で
ある高い電流制御精度を実現でき、他方、高速域では、
応答性の高い瞬時値電流制御を作動させることにより応
答遅れを防ぐことができ、ひいては制御精度を向上する
ことができ、また、指令値が急激に変化するような過渡
状態においても、応答性の高い瞬時値電流制御が作動す
るため高い制御精度が得られる、という効果が得られる
。

〔他の発明の説明〕

本発明のインバータの電流制御装置は、出力電位の決定
方式の違いにより、以下のような他の発明になりうる。

請求項２に記載の第２発明は、前記瞬時値電流制御手段
を、電流偏差とあらかじめ設定した正および負のしきい
値とを比較する比較手段と、電流偏差が正のしきい値よ
り大きいときに出力電位をハイレベルにしかつ電流偏差
が負のしきい値より小さいときに出力電位をローレベル
にすると共に、電流偏差が正のしきい値と負のしきい値
との間にあるときは出力電位を変更しないようにする第
１の電位指令を出力する第１の指令出力手段とより構成
し、前記平均値電流制御手段を、前記電流偏差に基づい
て比例積分動作を行うための比例積分値を演算するため
の比例積分動作手段と、前記比例積分値と三角波とを比
較する比較手段と、積分動作の積分値と前記出力相電圧
との差を積分値演算の入力へフィードバックして積分値
を補正する補正手段と、前記比例積分値が三角波より大
きくなる時点のみで出力電位をハイレベルにしかつ比例
積分値が三角波より小さくなる時点のみで出力電位をロ
ーレベルにする第２の出力電位指令を出力する第２の指
令出力手段と、より構成することを特徴とする。

第２発明では、瞬時値電流制御手段において、電流偏差
とあらかじめ設定しておいた正と負のしきい値とを比較
し、電流偏差が正のしきい値より大きいときにハイレベ
ルの出力電位が得られるように第１の出力電位指令をＨ
ｉｇｈにセットし、電流偏差が負のしきい値より小さい
ときにローレベルの出力電位が得られるように第１の出
力電位指令をＬｏｗにセットする。また、電流偏差が、
正のしきい値と負のしきい値の間にあるときは、出力電
位が変更しないようにする。一方、平均値電流制御手段
においては、電流偏差に基づいて比例積分値を演算し、
この比例積分値と三角波とを比較し、比例積分値が三角
波より大きくなる切り替わり時点においてのみ第２の出
力電位指令をＨｌｇｈにセットし、電圧指令が三角波よ
り小さくなる切り替わり時点においてのみ第２の出力電
位指令をＬｏｗにセットする。このとき、平均値電流制
御手段における積分値は、この積分値と出力相電圧との
差を積分値演算の入力へフィードバックすることにより
補正される。

これにより、電流偏差が増加し正または負のしきい値を
越えるようなときのみ第１の出力電位指令が出力され、
電流誤差が小さい場合には、第２の出力電位指令により
出力電位が制御される。

上述の構成より成る第２発明においては、平均値電流制
御だけでは応答遅れにより電流偏差が増加する高速域ま
たは指令値が急激に変化するような過渡状態において、
応答性の高い瞬時値電流制御が作動し応答遅れの少ない
高精度電流制御が実現できる。一方、低速時においては
平均値電流制御が作動し、平均値電流制御の特長である
高い電流制御精度が実現できる。なお、その際に、本発
明の基本的な機能として、積分制御の積分値を常にモー
タの速度起電力と一次電圧降下との和に追従させること
ができるので、平均値電流制御と瞬時値電流制御との間
を制御モードが移行するとき、積分演算による不都合な
過渡現象が発生することはなく、スムーズな運転が可能
となる。

請求項３に記載の第３発明は、前記瞬時値電流制御手段
を、設定値とモータ回転速度に比例ゲインを乗算した値
とを加算することにより正のしきい値を求める手段と、
正のしきい値を反転することにより負のしきい値を求め
る手段と、電流偏差と正および負のしきい値とを比較す
る手段と、電流偏差が正のしきい値より大きいときに出
力電位をハイレベルにしかつ電流偏差が負のしきい値よ
り小さいときに出力電位をローレベルにすると共に、電
流偏差が正のしきい値と負のしきい値との間にあるとき
は出力電位を変更しないようにする第１の出力電位指令
を出力する第１の指令出力手段と、から構成したことを
特徴とする。

第３発明では、瞬時値電流制御手段において、所定の設
定値とモータ回転速度に比例ゲインを掛けた値とを加算
することにより正のしきい値を求め、また正のしきい値
を反転することにより負のしきい値を求める。そして、
電流偏差と正および負のしきい値とを比較し、電流偏差
が正のしきい値より大きいときに出力電位をハイレベル
にし、電流偏差が負のしきい値より小さいときに出力電
位をローレベルにする第１の出力電位指令を出力する。

また、電流偏差が、正のしきい値と負のしきい値の間に
あるときは、出力電位が変化しないように第１の出力電
位指令を出力する。

一般に、電流制御で許容される電流誤差はモータ回転速
度に応じて増加する。これに対し、本発明の瞬時値電流
制御におけるしきい値も、モータ回転速度に対応して増
加する。すなわち、動作点に応じて、しきい値が常に適
正値に設定されることになる。

上述の構成より成る第３発明においては、モータ回転速
度に対応して、瞬時値電流制御におけるしきい値が常に
適正値に設定されるので、どの速度においてもわずかな
電流偏差の増加に対し応答性の高い瞬時値電流制御が作
動し応答遅れの少ない高精度電流制御が実現できる。な
お、この場合も第２発明と同様に、本発明の基本的な機
能として積分制御の積分値を常にモータの速度起電力と
一次電圧降下との和に追従させているので、平均値電流
制御と瞬時値電流制御との間を制御モードが移行すると
き、積分演算による不都合な過渡現象が発生することは
なく、スムーズな運転が可能となる。

請求項４に記載の第４発明は、前記出力電位指令決定手
段を、瞬時値電流制御手段により演算された第１の出力
電位指令と平均値電流制御手段により演算された第２の
出力電位指令との内の最新の出力電位指令に基づいて実
際の出力電位指令を決定する手段と、瞬時値電流制御手
段により演算された第１の出力電位指令と平均値電流制
御手段により演算された第２の出力電位指令とが同時に
相反する指令を出力している場合には瞬時値電流制御手
段による第１の出力電位指令を優先する手段と、により
構成したことを特徴とする。

第４発明では、出力電位指令決定手段において、瞬時値
電流制御手段により演算された第１の出力電位指令と平
均値電流制御手段により演算された第２の出力電位指令
の内、一番新しく設定された出力電位指令に基づいて、
実際の出力電位指令を決定する。瞬時値電流制御手段に
より演算された第１の出力電位指令と平均値電流制御手
段により演算された第２の出力電位指令とが同時に相反
する指令を出してる場合には、瞬時値電流制御手段によ
る第１の出力電位指令を優先する。

これにより、第１の出力電位指令と第２の出力電位指令
が混在して出力されている状態であっても最新の情報に
基づいて出力電位が決定される。

上述の構成より成る第４発明においては、瞬時値電流制
御手段による指令と平均値電流制御手段による指令とが
お互いに干渉することはな（、電流偏差が大きいときに
は瞬時値電流制御を作動させ電流偏差が小さいときには
平均値電流制御を作動させるといった切り換えを高速に
実現できる。

そのため、応答性の高い瞬時値電流制御と電流制御精度
の高い平均値電流制御とを適切に使い分けることができ
る。なあ、この場合も、積分制御の積分値を常にモータ
の速度起電力と一次電圧降下との和に追従させているの
で、本発明の基本的な作用効果が損なわれることはない
。

請求項５に記載の第５発明は、前記出力電位指令決定手
段を、平均値電流制御手段で用いる三角波が減少してい
る期間については瞬時値電流制御手段により演算された
第１の出力電位指令と平均値電流制御手段により演算さ
れた第２の出力電位指令との内出力電位をハイレベルに
する指令のみ許可する手段と、平均値電流制御手段で用
いる三角波が増加している期間については瞬時値電流制
御手段により演算された第１の出力電位指令と平均値電
流制御手段により演算された第２の出力電位指令との内
出力電位をローレベルにする指令のみ許可する手段と、
許可された指令の内の最新の出力電位指令に基づいて実
際の出力電位指令を決定する手段と、により構成したこ
とを特徴とする。

第５の他の発明では、出力電位指令決定手段において、
平均値電流制御手段で用いる三角波が減少している期間
については、瞬時値電流制御手段により演算された第１
の出力電位指令と平均値電流制御手段により演算された
第２の出力電位指令との内、出力電位をハイレベルにす
る指令のみ許可する。また、平均値電流制御手段で用い
る三角波が増加している期間については、瞬時値電流制
御手段により演算された第１の出力電位指令と平均値電
流制御手段により演算された第２．０出力型位指令との
内、出力電位をローレベルにする指令のみ許可する。そ
して、許可された指令の内、−番新しい出力電位指令を
実際の出力電位指令とする。

以上のように、第５発明では、三角波が減少している期
間については出力電位をＨｉｇｈにする指令のみを許可
し、また、三角波が増加している期間については出力電
位をＬＯＷにする指令のみ許可するので、瞬時値電流制
御が作動してもインバータのスイッチング周波数が三角
波の周波数に一致する。

上述の構成より成る第５発明においては、インバータの
スイッチング周波数が三角波の周波数に一致するため、
スイッチング周波数をインバータで許容される上限値に
固定することが可能となる。

ゆえに、電流リップルが減少し、電流制御精度が向上す
る。なお、この場合も、積分制御の積分値を常にモータ
の速度起電力と一次電圧降下との和に追従させているの
で、本発明の基本的な作用効果が損なわれることはない
。

請求項６に記載の第６発明は、平均値電流制御手段で演
算された比例積分値より得られる電圧指令の他の相との
大小関係を求める手段と、瞬時値電流制御手段により演
算された第１の出力電位指令と平均値電流制御手段によ
り演算された第２の出力電位指令と前記電圧指令の大小
関係とに基づいて決定した最新の出力電位指令が第２の
出力電位指令の場合には、該第２の出力電位指令を実際
の出力電位指令とし、最新の出力電位指令が第１の出力
電位指令の場合には、電圧指令の大小関係から決まる電
圧ベクトル群の中から第１の出力電位指令に対応する電
圧ベクトルに一番近いベクトルを選択し、選択したベク
トルに基づいて実際の出力電位指令を決定する手段と、
により構成することを特徴とする。

第６発明では、出力電位指令決定手段において、平均値
電流制御手段において演算された、電流偏差に基づいて
比例積分動作を行うための比例積分値より得られた電圧
指令の他の相の電圧指令との大小関係を求め、瞬時値電
流制御手段により演算された第１の出力電位指令と平均
値電流制御手段により演算された第２の出力電位指令と
前記電圧指令の大小関係とに基づいて決定された最新の
出力電位指令が第２の出力電位指令の場合にはこの第２
の出力電位指令を実際の出力電位指令とし、決定された
最新の出力電位指令がＮ１の出力電位指令の場合には、
電圧指令の大小関係から決まる電圧ベクトル群の中から
、第１の出力電位指令に対応する電圧ベクトルに一番近
いベクトルを選択し、選択したベクトルにより実際の出
力電位指令を決定する。

これにより、瞬時値電流制御手段が作動しても無秩序に
電圧ベクトルを選択することはなくなり、その時点の電
圧指令から決まる最適な電圧ベクトル群だけに制限され
る。

上述の構成より成る第６発明においては、瞬時値電流制
御手段が作動しても常に最適な電圧ベクトルの中から電
流偏差を減少させる電圧ベクトルだけを選択するので、
インバータのスイッチング周波数が増加することもなく
、また制御精度も向上する。なお、この場合も、積分制
御の積分値を常にモータの速度起電力と一次電圧降下と
の和に追従させているので、本発明の基本的な作用効果
が損なわれることはない。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１実施例 第８図は、本発明の第２発明方よび第４発明より成る第
１の実施例のインバータの電流制御装置を示すもので、
説明を簡単にするために１相分についてのみ示している
が他の相についても同様である。電流指令値演算手段お
よび電流検出手段については、第１図における電流指令
値演算手段４０ちよび電流検出手段４１と同じであるの
で図から省いている。加算器５３は電流指令値演算手段
から電流指令値ｉｕＩを入力し、また、電流検出手段か
ら電流検出値ｉｕを入力して電流側差ΔＩｕ　　（”Ｉ
ｕ　　　　Ｉｕ）を求める。コンパレータ５６は加算器
５３からの電流偏差Δｉｕと、しきい値設定回路５４か
ら出力される正のしきい値とを比較し、Δ氏≧（しきい
値）のときＨｉｇｈ（ハイ）レベル、Δｉｕ＜　（Ｌき
い値）のときＬＯＷ（ロー）レベルとなる信号を出力す
る。コンパレータ５７は前記電流偏差６氏と、しきい値
設定回路５４から出力された正のしきい値を反転器５５
により反転した負のしきい値とを比較し、Δｉｕ≧（し
きい値）のときＬｏｗレベル、△＋ｕ＜（Ｌきい値）の
ときＨｉｇｈレベルとなる信号を出力する。ここで、コ
ンパレータ５６の出力がＨｉｇｈレベルの状態は第１の
出力電位指令がＨｉｇｈレベル（出力電位をＨｉｇｈレ
ベルにする指令）であることに相当し、コンパレータ５
７の出力がＨｉｇｈレベルの状態は第１の出力電位指令
がＬＯＷレベル（出力電位をＬＯＷレベルにする指令）
であることに相当する。以上のしきい値設定回路５４、
反転器５５、コンパレータ５６．５７はＵ相の瞬時値電
流制御手段に相当する。

一方、比例ゲインＫｐを与える増幅器６１では前記電流
偏差Δｉｕにゲインに、を掛けることにより比例制御を
行うようにしている。他方、積分ゲインに＋を与える増
幅器６２では前記電流偏差Δ１８にゲインに、を掛け、
その結果を加算器６３を経て積分器６４で積分すること
により積分制御を行うようにしている。比例演算した結
果と積分演算した結果は、加算器６６で加算され、電圧
指令値υＵ。が得られる。そして、加算器６７で電圧指
令値υＵ′から三角波ｅ、を減算し、その結果を符号判
定器６８により符号判定することにより第２の出力電位
指令を求めている。立ち上がり検出器７０では、第２の
出力電位指令の立ち上がりを検出し、その立ち上がり時
点で短いＨｉｇｈレベルのパルスを出力する。また、立
ち下がり検出器７１では、第２の出力電位指令の立ち下
がりを検出し、その立ち下がり時点で短いＨｉｇｈレベ
ルのパルスを出力する。なお、三角波ｅ、は、積分器７
５の出力をヒステリシスコンパレータ７６によりコンパ
レートしその値を反転して積分器７５にフィードバック
することにより求めている。

以上の増幅器６１．６２、積分器６４、加算器６６．６
７、符号判定器６８、検出器７０．７１は、平均値電流
制御手段の一部を構成する。

オアゲート５８の入力端にはコンパレータ５６および立
ち上がり検出器７０の出力端が接続されており、コンパ
レーク５６からの第１の出力電位指令の内、出力電位を
Ｈｉｇｈレベルにする指令を、また立ち上がり検出器７
０からの第２の出力電位指令の内、出力電位をＨｉｇｈ
レベルにする指令を入力し、それらをＯＲ論理演算する
ことにより実際の出力電位をＨｉｇｈレベルにする出力
電位指令を得る。そして、オアゲート５８はこの信号を
フリップフロップ（Ｆ、　　Ｆ、　）のセット端子に入
力する。一方、オアゲート５９では、コンパレータ５７
からの第１の出力電位指令の内、出力電位をｌ、ｏｗレ
ベルにする指令を、また立ち下がり検出器７１から第２
の出力電位指令の内、出力電位をＬＯＷレベルにする指
令を入力し、それらをＯＲ論理演算することにより実際
の出力電位をＬｏｗレベルにする出力電位指令を得る。

そして、オアゲート５９はこの信号をフリップフロップ
（Ｆ、　Ｆ、　）　６０のリセット端子Ｒに入力する。

以上のオアゲート５８．５９、Ｆ、　　Ｆ、　　６０は
出力電位指令決定手段に相当する。以上の結果、Ｆ。

Ｆ、６０の出力である実際の出力電位指令は最新の情報
に基づいて設定されることになる。

加算器７２では、各相のフリップフロップで得られたＵ
相、Ｖ相、Ｗ相の実際の出力電位指令を加算し、その結
果を乗算器７３で１／３倍することにより中性点電位を
得る。加算器７４では、Ｆ。

Ｆ、６０の出力電位指令から前記中性点電位を減算する
ことにより出力相電圧を求める。そして、加算器６９に
より出力相電圧と積分器６４出力との差を求め、その差
に増幅器６５でゲインＫｖを掛けたのち加算器６３を介
して積分器６４の入力にフィードバックする。

次に、第１の実施例の動作について説明する。

電流指令値ｌｕ′と電流検出値ｉｕから加算器５３によ
り電流偏差Δｉｕを求め、コンパレータ５６．５７にお
いて所定のしきい値と比較することによりΔｌｕが許容
値内に収まっているかどうか判断する。ここで、電流偏
差Δｉｕが許容値を越えている場合には出力電位を変更
するように第１の出力電位指令を出力する。上記は瞬時
値電流制御に関する部分である。

一方、前記電流偏差Δ戊に比例ゲインＫｐを掛け、また
、前記電流偏差Δｉｕに積分ゲインに＋を掛けて積分し
、それらを加算することによりＰＩ制御を行う。ＰＩ制
御により得られた電圧指令値υ１′は三角波ｅｔと比較
されその大小関係から第２の出力電位が求められる。上
記は平均値電流制御に相当している。

以上のようにして得られた第１の電位指令と第２の電位
指令とは、オアゲート５８．５９によりＯＲ論理をとり
、それらの情報の中から最新の情報に基づいて実際の出
力電位φ工を得るための出力電位指令を決定する。これ
らの演算は、Ｖ相、Ｗ相に対しても同様に行い、各相の
出力電位φ。、φ９、φ１を得るための出力電位指令を
得る。ここで、積分器６４の出力は、瞬時値電流制御が
作動した場合にも常に速度起電力と一次電圧降下との和
に追従させることが制御精度を向上させる上で重要であ
る。そこで、出力電位φ。、φ７、φ１から加算器７２
で中性点電位φ７を求、め、出力電位と中性電位との差
から出力相電圧υ８を求める。そして、出力相電圧υ４
と積分器出力との差を求め、その結果を積分器入力にフ
ィードパ・７りして積分値を補正している。

以上から判るように、第１の実施例では、電流偏差が増
加し正または負のしきい値を越えるようなときのみ第１
の出力電位指令によっ°〔制御され、電流偏差が小さい
場合には第１の出力電位指令によっては出力電位が変更
されないため、第２０出力電位指令により出力電位が制
御される。また、第１の出力電位指令と第２の出力電位
指令が混在して出力されている状態であっても最新の情
報に基づいて出力電位が決定される。そのため、瞬時値
電流制御による指令と平均値電流制御による指令がお互
いに干渉することなく、電流偏差が大きいときには瞬時
値電流制御が作動し、電流偏差が小さいときはに平均値
電流制御が作動する。その結果、平均値電流制御だけで
は応答遅れにより偏差が増加する高速域または指令値が
急激に変化するような過渡状態において、応答性の高い
瞬時値電流制御が作動し応答遅れの少ない高精度電流制
御が実現できる。一方、低速時においては平均値電流制
御が作動し、平均値電流制御の特長である高い電流制御
精度が実現できる。なお、その際に、本発明の基本的な
機能として、積分制御の積分器出力を常にモータの速度
起電力と一次電圧降下との和に追従させているので、平
均値電流制御と瞬時値電流制御との間を制御モードが移
行するとき、積分器による不都合な過渡現象が発生する
ことなく、スムーズな運転が可能となる。

第２実施例 第９図は、本発明の第３発明および第４発明より成る第
２の実施例のインバータの電流制御装置を示すもので、
説明を簡単にするために１相分についてのみ示している
。電流指令値演算手段、電流検出手段については、第１
図における電流指令値演算手段４０、電流検出手段４１
と同じであるので図から省いている。また第８図におけ
る第１の実施例と同様な部分（加算器５３〜ヒステリシ
スコンパレータ７６）については、第８図と同じ記号ま
たは番号を付して、説明は省略する。

本実施例は、しきい値設定器を、回転速度センサ（第２
図）に接続された増幅器８０と、オフセット設定値８２
と、加算器８１とで構成したものであり、第９図におい
て、加算器８１はモータ回転速度ω、に増幅器８０でゲ
インに、を掛けた値とオフセット設定値８２からの設定
値とを加算することにより正のしきい値を求めている。

また、負のしきい値については、第１実施例と同様に反
転器５５により正のしきい値を反転することにより求め
ている。そして、これらのしきい値と電流偏差とをコン
パレータ５６．５７で比較することにより第１の出力電
位指令を求めている。オアゲート５８．５９、Ｆ、Ｆ、
６０については、第１の実施例と同様に第１の出力電位
指令と第２の出力電位指令の内、最新の情報に基づいて
出力電位を決定している。

上記の構成から判るように、第２の実施例では、瞬時値
電流制御におけるしきい値を、モータ回転速度ω、に対
応して増加し、電流偏差の許容範囲をモータ回転速度の
増加に伴って広げている。−般に、電流制御で許容され
る電流誤差はモータ回転速度に応じて増加する。ゆえに
、動作点に応じて、しきい値が常に適正値に設定される
ことになる。また、第１の出力電位指令と第２の出力電
位指令が混在して出力されている状態であっても最新の
情報に基づいて出力電位が決定される。

上述のように第２の実施例においては、モータ回転速度
に対応して、瞬時値電流制御にふけるしきい値が常に適
正値に設定されるので、どの速度においてもわずかな電
流偏差の増加に対し応答性の高い瞬時値電流制御が作動
し応答遅れの少ない高精度電流制御が実現できる。また
、瞬時値電流制御による指令と平均値電流制御による指
令とがお互いに干渉することもない。したがって、電流
偏差が大きいときには応答性の高い瞬時値電流制御を、
また、電流偏差が小さいときには、制御精度の高い平均
値電流制御を適切に使い分けることができる。なお、そ
の際に、本発明の基本的な機能として、積分制御の積分
器出力を常にモータの速度起電力と一次電圧降下との和
に追従させているので、平均値電流制御と瞬時値電流制
御との間を制御モードが移行するとき、積分器による不
都合な過渡現象が発生することはなく、スムーズな運転
が可能となる。

第３実施例 第１０図は、本発明の第３発明および第５発明より成る
第３の実施例のインバータの電流制御装置を示すもので
、説明を簡単にするために１相分についてのみ示してい
る。電流指令値演算手段、電流検出手段については、第
１図における電流指令値演算手段４０、電流検出手段４
１と同じであるので図から省いている。また、第８図に
おける第１の実施例と同様な部分（加算器５３〜ヒステ
リシスコンパレータ７６）と、第９図における第２の実
施例と同様な部会（ゲイン８０〜オフセット設定回路８
２）については、同じ記号または番号を付して、説明は
省く。

本実施例は、第９図に示した第２実施例の回路に、反転
器９０およびアンドゲート９１．９２を設けものである
。第１０図において、オアゲート５８では、コンパレー
タ５６からの第１の出力電位指令の内、出力電位をＨｉ
ｇｈレベルにする指令を、また立ち上がり検出器７０か
らの第２の出力電位指令の内、出力電位をＨｉｇｈレベ
ルにする信号を入力し、それらをＯＲ論理演算すること
により出力電位をＨｉｇｈレベルにする信号を得る。ア
ンドゲート９１では、オアゲート５８からの出力電位を
Ｈｉｇｈレベルにする信号を、またヒステリシスコンパ
レータ７６の出力を反転器９０により反転した信号を入
力し、ＡＮＤ論理演算する。そして、この信号をフリッ
プフロップ（ＦＦ、）６０のセット端子Ｓに入力する。

一方、オアゲート５９では、コンパレータ５７から第１
の出力電位指令の内、出力電位をＬｏｗレベルにする指
令を、また立ち下がり検出器７１から第２の出力電位指
令の内、出力電位をＬｏｗレベルにする指令を入力し、
それらをＯＲ論理演算することにより出力電位をＬＯＷ
にする信号を得る。アンドゲート９２では、オアゲート
５９からの出力電位をＬｏｗレベルにする信号と、ヒス
テリシスコンパレータ７６の出力を入力し、ＡＮＤ論理
演算する。そして、この信号をフリップフロップ（Ｆ。

Ｆ、）６０のリセット端子Ｒに入力する。その結果、Ｆ
、Ｆ、の出力である実際の出力電位指令は最新の情報に
基づいて設定される。

以上の構成においては、ヒステリシスコンパレータ７６
の出力は三角波が減少している期間についてはＬｏｗレ
ベルになり、三角波が増加している期間についてはＨｉ
ｇｈレベルになる。したがって、三角波が減少している
期間については、瞬時値電流制御により演算された第１
の出力電位指令と平均値電流制御により演算された第２
の出力電位指令の内、出力電位をＨｉｇｈレベルにする
指令のみ出力することを許可でき、また、三角波が増加
している期間については、瞬時値電流制御により演算さ
れた第１の出力電位指令と平均値電流制御により演算さ
れた第２の出力電位指令の内、出力電位をＬｏｗレベル
にする指令のみ出力することを許可できる。その結果、
瞬時値電流制御が作動してもインバータのスイッチング
周波数を三角波の周波数に一致することになる。

ゆえに、第３の実施例では、スイッチング周波数をイン
バータで許容される上限値に固定することが可能となる
。この結果として、電流リップルが減少し電流制御精度
が向上する。また、第２の実施例と同様に、瞬時値電流
制御におけるしきい値を速度に応じて増加させるため、
どの速度においても電流偏差のわずかな増加に対し応答
性の高い瞬時値電流制御が作動し応答遅れの少ない高精
度電流制御が実現できる。

また、瞬時値電流制御による指令と平均値電流制御によ
る指令とがお互いに干渉することもない。

したがって、電流偏差が大きいときには応答性の高い瞬
時値電流制御を、また、電流偏差が小さいときには、制
御精度の高い平均値電流制御を適切に使い分けることが
できる。なお、その際に、本発明の基本的な機能として
、積分制御の積分器出力を常にモータの速度起電力と一
次電圧降下との和に追従させているので、平均値電流制
御と瞬時値電流制御との間を制御モードが移行するとき
、積分器による不都合な過渡現象が発生することはなく
、スムーズな運転が可能となる。

第４実施例 第１１図は、本発明の第２発明および第６発明より成る
第４の実施例のインバータの電流制御装置を示すもので
、説明を簡単にするために主として１相分についてのみ
示している。電流指令値演算手段、電流検出手段につい
ては、第１図における電流指令値演算手段４０、電流検
出手段４１と同じであるので図から省いている。また、
第８図における第１の実施例と同様な部分（加算器５３
〜ヒステリシスコンパレータ７６）については、同じ記
号または番号を付して説明は省く。

第１１図において、コンパレータ１００は、Ｕ相におけ
るＰＩ制御演算の結果（比例積分値）である電圧指令値
υＵ　　（加算器６６の出力）とＶ相の電圧指令値υ、
゛とを入力し、それらを比較することによりその大小関
係を求める。コンパレータ１０１は、■相の電圧指令値
υｖ１とＷ相の電圧指令値（／ｗＩとを入力し、それら
を比較することによりその大小関係を求める。コンパレ
ータ１０２は、Ｗ相の電圧指令値υ、１とＵ相の電圧゛
指令値υｕＩとを入力し、それらを比較することにより
その大小関係を求める。ラッチ１０３は、コンパレータ
５６．５７からＵ相の第１の出力電位指令を入力し、立
ち上がり検出器７０、立ち下がり検出器７１からＵ相の
第２の出力電位指令を入力する。また、Ｖ相、Ｗ相につ
いても同様に、各相の第１の出力電位指令と第２の出力
電位指令とを入力する。さらに、コンパレータ１００．
１０１．１０２からは電圧指令の大小関係を示す信号を
入力する。そして、これらの信号を発振器１０８に同期
して記憶しＲＯＭ１０４に出力する。

ＲＯＭ１０４では、第１の出力電位指令と、第２の出力
電位指令と、電圧指令の大小関係とに基づいてＪＫ−Ｆ
、Ｆ、１０５．１０６．１０７のＪＫ倍信号演算する。

このＪＫ−Ｆ、Ｆ、１０５．１０６．１０７は実際の出
力電位指令を出力している。演算方法としては、入力に
対するすべての状態を想定しそれらに対するＪＫ倍信号
オフラインで求めＲＯＭ１０４に書き込んでおく。そし
て、オンラインでは、その情報を読み出すことにより実
行する。演算アルゴリズムについては、第５の他の発明
に基づいて行う。すなわち、一番新しく決定された出力
電位指令が第２の出力電位指令の場合には、この第２の
出力電位指令が実際の出力電位指令となるようなＪＫ倍
信号出力するようにする。一方、一番新しく決定された
出力電位指令が第１の出力電位指令の場合には、電圧指
令の大小関係から決まる第６図のような電圧ベクトル群
の中から、第１の出力電位指令に対応する電圧ベクトル
に一番近いベクトルを選択し、選択された電圧ベクトル
に対応したＪＫ倍信号出力するようにする。

上述の構成より成る第４の実施例においては、瞬時値電
流制御が作動しても無秩序に電圧ベクトルを選択するこ
とはなくなり、その時点の電圧指令から決まる最適な電
圧ベクトル群だけに制限される。そのため、瞬時値電流
制御が作動しても常に最適な電圧ベクトル群の中から電
流偏差を減少させる電圧ベクトルだけを選択することに
なる。

その結果、インバータのスイッチング周波数が増加する
こともなくなり、また制御精度も向上する。

また、瞬時値電流制御による指令と平均値電流制御によ
る指令とがふ互いに干渉することもない。

そのため、電流偏差が大きいときには応答性の高い瞬時
値電流制御を、また、電流偏差が小さいときには、制御
精度の高い平均値電流制御を適切に使い分けることがで
きる。なお、その際に、本発明の基本的な機能として、
積分制御の積分器出力を常にモータの速度起電力と、−
吹型圧降下との和に追従させているので、平均値電流制
御と瞬時値電流制御との間を制御モードが移行するとき
、積分器による不都合な過渡現象が発生することはなく
、スムーズな運転が可能となる。

以上のように、第１から第４までの実施例は理解が簡単
なアナログ回路またはロジック回路で構成したが、実際
には、コンピュータによるソフトウェアにより実現する
こともできる。また、第２から第６発明の組合せについ
ても、実施例以外の組合せが有り得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のインバータの電流制御装置のブロック
図、第２図はインバータの電流制御装置の回路構成図、
第３図は従来の瞬時値電流制御の回路構成図、第４図は
従来の平均値電流制御の回路構成図、第５図は平均値電
流制御において電圧指令と三角波とそのとき選択される
電圧ベクトルの関係図、第６図は電圧ベクトルの説明図
、第７図は瞬時値制御と平均値制御を併用したときのイ
ンバータの電流制御装置の回路構成図、第８図は本発明
の第１実施例に係るインバータの電流制御装置の回路構
成図、第９図は本発明の第２実施例に係るインバータの
電流制御装置の回路構成図、第１０図は本発明の第３実
施例に係るインバータの電流制御装置の回路構成図、第
１１図は本発明の第４実施例に係るインバータの電流制
御装置の回路構成図である。 ４０・・・電流指令値演算手段、 ４１・・・電流検出手段、 ４３・・・平均値電流制御手段、 ４４・・・瞬時値電流制御手段、 ４６・・・相電圧演算手段。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）スイッチング素子とダイオードとを逆並列に接続
   した電気弁を直列接続した直列回路を備えかつ前記直列
   回路の両端を直流電源の正側と負側に接続したインバー
   タの出力端子に流れる電流を制御するインバータの電流
   制御装置において、出力電流指令値を演算する電流指令
   値演算手段と、 前記出力端子に流れる実際の電流値を検出する電流値検
   出手段と、 出力電流指令値と実際の電流値との差で表わされる電流
   偏差を演算する偏差演算手段と、各相の出力電位に基づ
   いて出力相電圧を演算する相電圧演算手段と、 前記電流偏差と所定のしきい値とを比較することにより
   第１の出力電位指令を演算する瞬時値電流制御手段と、 前記電流偏差に基づいて比例積分動作を行うための比例
   積分値を演算し該比例積分値と三角波とを比較すること
   により第２の出力電位指令を演算すると共に、積分動作
   の積分値と前記出力相電圧との差を積分値演算の入力へ
   フイードバツクして積分値を補正する平均値電流制御手
   段と、 前記瞬時値電流制御手段により演算された第１の出力電
   位指令と前記平均値電流制御手段により演算された第２
   の出力電位指令とに基づいて実際の出力電位指令を決定
   する出力電位指令決定手段と、 を設けたことを特徴とするインバータの電流制御装置。
2. （２）前記瞬時値電流制御手段を、電流偏差とあらかじ
   め設定した正および負のしきい値とを比較する比較手段
   と、電流偏差が正のしきい値より大きいときに出力電位
   をハイレベルにしかつ電流偏差が負のしきい値より小さ
   いときに出力電位をローレベルにすると共に、電流偏差
   が正のしきい値と負のしきい値との間にあるときは出力
   電位を変更しないようにする第１の電位指令を出力する
   第１の指令出力手段とより構成し、 前記平均値電流制御手段を、前記電流偏差に基づいて比
   例積分動作を行うための比例積分値を演算するための比
   例積分動作手段と、前記比例積分値と三角波とを比較す
   る比較手段と、積分動作の積分値と前記出力相電圧との
   差を積分値演算の入力へフイードバツクして積分値を補
   正する補正手段と、前記比例積分値が三角波より大きく
   なる時点のみで出力電位をハイレベルにしかつ比例積分
   値が三角波より小さくなる時点のみで出力電位をローレ
   ベルにする第２の出力電位指令を出力する第２の指令出
   力手段と、より構成することを特徴とする請求項（１）
   記載のインバータの電流制御装置。
3. （３）前記瞬時値電流制御手段を、設定値とモータ回転
   速度に比例ゲインを乗算した値とを加算することにより
   正のしきい値を求める手段と、正のしきい値を反転する
   ことにより負のしきい値を求める手段と、電流偏差と正
   および負のしきい値とを比較する手段と、電流偏差が正
   のしきい値より大きいときに出力電位をハイレベルにし
   かつ電流偏差が負のしきい値より小さいときに出力電位
   をローレベルにすると共に、電流偏差が正のしきい値と
   負のしきい値との間にあるときは出力電位を変更しない
   ようにする第１の出力電位指令を出力する第１の指令出
   力手段と、から構成したことを特徴とする請求項（１）
   記載のインバータの電流制御装置。
4. （４）前記出力電位指令決定手段を、瞬時値電流制御手
   段により演算された第１の出力電位指令と平均値電流制
   御手段により演算された第２の出力電位指令との内の最
   新の出力電位指令に基づいて実際の出力電位指令を決定
   する手段と、瞬時値電流制御手段により演算された第１
   の出力電位指令と平均値電流制御手段により演算された
   第２の出力電位指令とが同時に相反する指令を出力して
   いる場合には瞬時値電流制御手段による第１の出力電位
   指令を優先する手段と、により構成したことを特徴とす
   る請求項（１）記載のインバータの電流制御装置。
5. （５）前記出力電位指令決定手段を、平均値電流制御手
   段で用いる三角波が減少している期間については電位指
   令と平均値電流制御手段により演算された第２の出力電
   位指令との内出力電位をハイレベルにする指令のみ許可
   する手段と、平均値電流制御手段で用いる三角波が増加
   している期間については瞬時値電流制御手段により演算
   された第１の出力電位指令と平均値電流制御手段により
   演算された第２の出力電位指令との内出力電位をローレ
   ベルにする指令のみ許可する手段と、許可された指令の
   内の最新の出力電位指令に基づいて実際の出力電位指令
   を決定する手段と、により構成したことを特徴とする請
   求項（１）記載のインバータの電流制御装置。
6. （６）前記出力電位指令決定手段を、平均値電流制御手
   段で演算された比例積分値より得られる電圧指令の他の
   相との大小関係を求める手段と、瞬時値電流制御手段に
   より演算された第１の出力電位指令と平均値電流制御手
   段により演算された第２の出力電位指令と前記電圧指令
   の大小関係とに基づいて決定した最新の出力電位指令が
   第２の出力電位指令の場合には、該第２の出力電位指令
   を実際の出力電位指令とし、最新の出力電位指令が第１
   の出力電位指令の場合には、電圧指令の大小関係から決
   まる電圧ベクトル群の中から第１の出力電位指令に対応
   する電圧ベクトルに一番近いベクトルを選択し、選択し
   たベクトルに基づいて実際の出力電位指令を決定する手
   段と、により構成することを特徴とする請求項（１）記
   載のインバータの電流制御装置。