JPH0250648B2 - - Google Patents
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- JPH0250648B2 JPH0250648B2 JP237384A JP237384A JPH0250648B2 JP H0250648 B2 JPH0250648 B2 JP H0250648B2 JP 237384 A JP237384 A JP 237384A JP 237384 A JP237384 A JP 237384A JP H0250648 B2 JPH0250648 B2 JP H0250648B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- feedback
- output signal
- value
- automatic gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3089—Control of digital or coded signals
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、回線等を経由して伝えられた信号の
入力レベルを均一にするための自動利得制御法に
関し、特に入力レベルに対するループゲインを均
一化して、振幅方向の劣化を最小限としうる自動
利得制御法に関する。
入力レベルを均一にするための自動利得制御法に
関し、特に入力レベルに対するループゲインを均
一化して、振幅方向の劣化を最小限としうる自動
利得制御法に関する。
一般に回線を通して伝えられる信号には、歪が
生じており、入力レベルが変化していることか
ら、自動利得制御回路を通して入力レベルを均一
にする様にしており、変復調器（モデム）等にお
いて広く利用されている。
生じており、入力レベルが変化していることか
ら、自動利得制御回路を通して入力レベルを均一
にする様にしており、変復調器（モデム）等にお
いて広く利用されている。
〔従来技術と問題点〕
この様な従来の自動利得制御法は第１図の説明
図に示す様に入力信号Ｘに制御電圧αを乗算器１
で乗算し、所定のダイナミツクレンジではレベル
が均一な出力信号X′を得る様にしている。この
制御電圧αは、フイードバツクループにより次の
様に作成される。出力信号X′を絶対値回路２で
絶対値にし、これを負の信号AX′として基準電圧
Refから加算器３で引算し、更に乗算器４でフイ
ードバツク係数δを掛け、フイードバツク量とす
る。このフイードバツク量は積分器６の積分値
（タツプ値）Ｔと加算器５で加算され、平均化さ
れて、更に乗算器７で所定の係数Ｋが乗算された
後、所定値Ｌが加算器８で加算されて制御電圧α
が作成される。
図に示す様に入力信号Ｘに制御電圧αを乗算器１
で乗算し、所定のダイナミツクレンジではレベル
が均一な出力信号X′を得る様にしている。この
制御電圧αは、フイードバツクループにより次の
様に作成される。出力信号X′を絶対値回路２で
絶対値にし、これを負の信号AX′として基準電圧
Refから加算器３で引算し、更に乗算器４でフイ
ードバツク係数δを掛け、フイードバツク量とす
る。このフイードバツク量は積分器６の積分値
（タツプ値）Ｔと加算器５で加算され、平均化さ
れて、更に乗算器７で所定の係数Ｋが乗算された
後、所定値Ｌが加算器８で加算されて制御電圧α
が作成される。
即ち、制御電圧αは次式で示され、
α＝｛δ（Ref−AX′）＋Ｔ｝Ｋ＋Ｌ (1)
フイードバツク量はフイードバツク係数δで調
整された後平均化され、平均化された電圧を所定
の係数Ｋ，Ｌの乗算及び加算によつて得られる。
整された後平均化され、平均化された電圧を所定
の係数Ｋ，Ｌの乗算及び加算によつて得られる。
この自動利得制御動作によれば、積分値（タツ
プ値）Ｔと制御電圧αとの関係は第２図の如くな
り、タツプ値が大となる程制御電圧αも大となつ
て、逆に入力電圧X′と制御電圧αとの関係は、
入力電圧X′を負としてフイードバツクしている
ので、逆の関係となり（即ち入力電圧が大の程制
御電圧αが小となる）、良好な自動利得動作を行
い、入力電圧が変化しても均一なレベルの出力電
圧が得られる。この時自動利得制御（AGC）の
ループゲインは、タツプ値との関係では第３図の
如く、第２図の曲線の傾き（微分値）で与えられ
るので、タツプ値Ｔが大の程小さくなる。このタ
ツプ値Ｔの違いは入力レベルの違いであることか
ら、AGCのループゲインは入力レベルによつて
異なることになる。このループゲインが大である
と、入力信号の振幅方向の歪が生じるため、従来
の自動利得制御法では、AGCのダイナミツクレ
ンジが広いと、入力レベルに対するループゲイン
の違いが大きくなつて振幅方向の劣化が許容でき
なくなるという問題点があり、ダイナミツクレン
ジを広くとれない。
プ値）Ｔと制御電圧αとの関係は第２図の如くな
り、タツプ値が大となる程制御電圧αも大となつ
て、逆に入力電圧X′と制御電圧αとの関係は、
入力電圧X′を負としてフイードバツクしている
ので、逆の関係となり（即ち入力電圧が大の程制
御電圧αが小となる）、良好な自動利得動作を行
い、入力電圧が変化しても均一なレベルの出力電
圧が得られる。この時自動利得制御（AGC）の
ループゲインは、タツプ値との関係では第３図の
如く、第２図の曲線の傾き（微分値）で与えられ
るので、タツプ値Ｔが大の程小さくなる。このタ
ツプ値Ｔの違いは入力レベルの違いであることか
ら、AGCのループゲインは入力レベルによつて
異なることになる。このループゲインが大である
と、入力信号の振幅方向の歪が生じるため、従来
の自動利得制御法では、AGCのダイナミツクレ
ンジが広いと、入力レベルに対するループゲイン
の違いが大きくなつて振幅方向の劣化が許容でき
なくなるという問題点があり、ダイナミツクレン
ジを広くとれない。
本発明の目的は、広いダイナミツクレンジをと
つても、入力信号の振幅方向の歪の少ない自動利
得制御法を提供するにある。
つても、入力信号の振幅方向の歪の少ない自動利
得制御法を提供するにある。
上述の目的の達成のため、本発明は、入力信号
に制御信号を乗算して入力信号の変化によらず所
定のダイナミツクレンジで均一な出力信号を得る
自動利得制御法において、該出力信号を絶対値化
し、基準信号と該絶対値化された出力信号との差
をフイードバツク係数で乗算してフイードバツク
量を得るステツプと、該フイードバツク量を時間
的に平均化した平均値を得て該制御信号を決定す
るステツプと、該制御信号に基いて該フイードバ
ツク係数を変更するステツプとを有することを特
徴としている。
に制御信号を乗算して入力信号の変化によらず所
定のダイナミツクレンジで均一な出力信号を得る
自動利得制御法において、該出力信号を絶対値化
し、基準信号と該絶対値化された出力信号との差
をフイードバツク係数で乗算してフイードバツク
量を得るステツプと、該フイードバツク量を時間
的に平均化した平均値を得て該制御信号を決定す
るステツプと、該制御信号に基いて該フイードバ
ツク係数を変更するステツプとを有することを特
徴としている。
以下、本発明を実施例により詳細に説明する。
第４図は、本発明の一実施例説明図であり、本
発明方法をモデル的に示してある。図中、第１図
と同一のものは同一の記号で示してあり、９は乗
算器であり、制御電圧αと所定の係数βとを乗算
してフイードバツク係数δを出力するものであ
る。尚、係数βは制御電圧αをそのままフイード
バツク係数δとすると大きすぎるので、小さくす
るためのものである。
発明方法をモデル的に示してある。図中、第１図
と同一のものは同一の記号で示してあり、９は乗
算器であり、制御電圧αと所定の係数βとを乗算
してフイードバツク係数δを出力するものであ
る。尚、係数βは制御電圧αをそのままフイード
バツク係数δとすると大きすぎるので、小さくす
るためのものである。
本発明においては、従来の制御法においては固
定値であつたフイードバツク係数δを制御電圧α
の関数として可変としている。
定値であつたフイードバツク係数δを制御電圧α
の関数として可変としている。
即ち、第２図のタツプ値Ｔ対制御電圧αとの関
数と第３図のタツプ値Ｔ対ループゲインＧとの関
係は反対の特性を示すことから、フイードバツク
量を制御するフイードバツク係数自体を第２図の
特性で変化させれば、ループゲインＧは均一とな
る。
数と第３図のタツプ値Ｔ対ループゲインＧとの関
係は反対の特性を示すことから、フイードバツク
量を制御するフイードバツク係数自体を第２図の
特性で変化させれば、ループゲインＧは均一とな
る。
このため、本発明では、フイードバツク量を制
御電圧αに応じて変化させるため、フイードバツ
ク係数δを制御電圧αに応じて変化させている。
これにより、新たなループゲインＧは、第３図特
性が第２図の特性で補正された如くなり、第５図
に示す如く、タツプ値Ｔに対しループゲインＧは
ほぼ均一となる。これにより広いダイナミツクレ
ンジをとつても振幅方向の歪が少なくなる。
御電圧αに応じて変化させるため、フイードバツ
ク係数δを制御電圧αに応じて変化させている。
これにより、新たなループゲインＧは、第３図特
性が第２図の特性で補正された如くなり、第５図
に示す如く、タツプ値Ｔに対しループゲインＧは
ほぼ均一となる。これにより広いダイナミツクレ
ンジをとつても振幅方向の歪が少なくなる。
第６図は本発明の方法を実現するための一実施
例構成図であり、図中、１１はアナログ・デジタ
ル変換回路（以下ADコンバータと称す）であ
り、アナログ入力信号をデジタルの入力信号Ｘに
変換するもの、１２はシグナルプロセツサ（以下
SPUと称す）であり、入力信号Ｘから前述の自
動利得制御を演算によつて行うもの、１３はメモ
リであり、SPU１１のワークメモリとして働く
もの、１４はレジスタであり、SPU１１で演算
によつて得られた出力信号X′を格納し他の自動
等化器等へ与えるためのバツフアの役目を果すも
のである。
例構成図であり、図中、１１はアナログ・デジタ
ル変換回路（以下ADコンバータと称す）であ
り、アナログ入力信号をデジタルの入力信号Ｘに
変換するもの、１２はシグナルプロセツサ（以下
SPUと称す）であり、入力信号Ｘから前述の自
動利得制御を演算によつて行うもの、１３はメモ
リであり、SPU１１のワークメモリとして働く
もの、１４はレジスタであり、SPU１１で演算
によつて得られた出力信号X′を格納し他の自動
等化器等へ与えるためのバツフアの役目を果すも
のである。
次に、第６図実施例構成の動作にいついて説明
する。
する。
アナログ入力信号はADコンバータで所定周期
でデジタル値に変換され、SPU１２へ入力され
る。SPU１２はこれを所定の周期で読取り、前
回の周期で演算した制御電圧α（ｔ−１）をメモ
リ１３から読出し、次式より出力信号X′（ｔ）を
得る。
でデジタル値に変換され、SPU１２へ入力され
る。SPU１２はこれを所定の周期で読取り、前
回の周期で演算した制御電圧α（ｔ−１）をメモ
リ１３から読出し、次式より出力信号X′（ｔ）を
得る。
X′（ｔ）＝Ｘ（ｔ）・α（ｔ−１） (2)
この出力信号X′（ｔ）はレジスタ１４に出力さ
れ、他の回路の利用に供される。この出力信号
X′（ｔ）は次にSPU１２によつて絶対値化され、
AX′となる。更にメモリ１３に格納され基準電圧
Refとの間で引算が行なわれる。更に前回の演算
によつて得た制御電圧α（ｔ−１）よりβを乗算
し、フイードバツク係数δ（ｔ）を次式より得る。
れ、他の回路の利用に供される。この出力信号
X′（ｔ）は次にSPU１２によつて絶対値化され、
AX′となる。更にメモリ１３に格納され基準電圧
Refとの間で引算が行なわれる。更に前回の演算
によつて得た制御電圧α（ｔ−１）よりβを乗算
し、フイードバツク係数δ（ｔ）を次式より得る。
δ（ｔ）＝β・α（ｔ−１） (3)
このδ（ｔ）を前述の引算結果に乗算し、フイ
ードバツク量を得る。SPU１２はこれを前回ま
での積分値Ｔ（ｔ−１）と加え、更に加えたもの
を新たな積分値Ｔ（ｔ）としてメモリ１３に格納
する。SPU１２はこの加えられた値に係数Ｋを
乗算し、更にこれに係数Ｌを加算し、制御電圧α
（ｔ）を得、メモリ１３に格納し、次の入力信号
Ｘ（ｔ＋１）の制御（第２式）のための準備をす
る。これを所定周期で繰返すことにより各アナロ
グ信号に対する自動利得動作が行なわれる。
ードバツク量を得る。SPU１２はこれを前回ま
での積分値Ｔ（ｔ−１）と加え、更に加えたもの
を新たな積分値Ｔ（ｔ）としてメモリ１３に格納
する。SPU１２はこの加えられた値に係数Ｋを
乗算し、更にこれに係数Ｌを加算し、制御電圧α
（ｔ）を得、メモリ１３に格納し、次の入力信号
Ｘ（ｔ＋１）の制御（第２式）のための準備をす
る。これを所定周期で繰返すことにより各アナロ
グ信号に対する自動利得動作が行なわれる。
上述のデジタルAGC回路の他にアナログ回路
を用いても同様に達成出来、又、SPU１２の代
りに個別の乗算器等を組合せてデジタルAGC回
路を構成することもできる。
を用いても同様に達成出来、又、SPU１２の代
りに個別の乗算器等を組合せてデジタルAGC回
路を構成することもできる。
以上本発明を一実施例により説明したが、本発
明は本発明の主旨に従い種々の変形が可能であ
り、本発明からこれらを排除するものではない。
明は本発明の主旨に従い種々の変形が可能であ
り、本発明からこれらを排除するものではない。
以上説明した様に、本発明によれば、入力信号
に制御信号を乗算して入力信号の変化によらず所
定のダイナミツクレンジで均一な出力信号を得る
自動利得制御法において、該出力信号を絶対値化
し、基準信号と該絶対値化された出力信号との差
をフイードバツク係数で乗算してフイードバツク
量を得るステツプと、該フイードバツク量を時間
的に平均化した平均値を得て該制御信号を決定す
るステツプと、該制御信号に基いて該フイードバ
ツク係数を変更するステツプとを有することを特
徴としているので、フイードバツク量を制御信号
の大きさに応じて変化しており、これによつて
AGCのループゲインを均一にできるという効果
を奏し、従つて広いダイナミツクレンジに渡つて
振幅方向の歪が少なくなり、信号の忠実度が向上
するとともに、ダイナミツクレンジを広くとれ
る。
に制御信号を乗算して入力信号の変化によらず所
定のダイナミツクレンジで均一な出力信号を得る
自動利得制御法において、該出力信号を絶対値化
し、基準信号と該絶対値化された出力信号との差
をフイードバツク係数で乗算してフイードバツク
量を得るステツプと、該フイードバツク量を時間
的に平均化した平均値を得て該制御信号を決定す
るステツプと、該制御信号に基いて該フイードバ
ツク係数を変更するステツプとを有することを特
徴としているので、フイードバツク量を制御信号
の大きさに応じて変化しており、これによつて
AGCのループゲインを均一にできるという効果
を奏し、従つて広いダイナミツクレンジに渡つて
振幅方向の歪が少なくなり、信号の忠実度が向上
するとともに、ダイナミツクレンジを広くとれ
る。
また、その達成も容易且つ簡単であるという効
果も奏し、係る優れた機能を安価に提供できると
いう実用上優れた効果も奏する。
果も奏し、係る優れた機能を安価に提供できると
いう実用上優れた効果も奏する。
第１図は従来の自動利得制御法の説明図、第２
図は従来の方法によるタツプ値対制御電圧特性
図、第３図は従来の方法によるループゲイン特性
図、第４図は本発明の一実施例説明図、第５図は
本発明によるループゲイン特性図、第６図は本発
明を実現するための一実施例構成図である。 図中、１……乗算器、２……絶対値回路、３…
…加算器、４……フイードバツク係数乗算器、６
……積分器、９……フイードバツク係数決定用乗
算器。
図は従来の方法によるタツプ値対制御電圧特性
図、第３図は従来の方法によるループゲイン特性
図、第４図は本発明の一実施例説明図、第５図は
本発明によるループゲイン特性図、第６図は本発
明を実現するための一実施例構成図である。 図中、１……乗算器、２……絶対値回路、３…
…加算器、４……フイードバツク係数乗算器、６
……積分器、９……フイードバツク係数決定用乗
算器。
Claims (1)
- １ 入力信号に制御信号を乗算して入力信号の変
化によらず所定のダイナミツクレンジで均一な出
力信号を得る自動利得制御法において、該出力信
号を絶対値化し、基準信号と該絶対値化された出
力信号との差をフイードバツク係数で乗算してフ
イードバツク量を得るステツプと、該フイードバ
ツク量を時間的に平均化した平均値を得て該制御
信号を決定するステツプと、該制御信号に基いて
該フイードバツク係数を変更するステツプとを有
することを特徴とする自動利得制御法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP237384A JPS60146512A (ja) | 1984-01-10 | 1984-01-10 | 自動利得制御法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP237384A JPS60146512A (ja) | 1984-01-10 | 1984-01-10 | 自動利得制御法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60146512A JPS60146512A (ja) | 1985-08-02 |
| JPH0250648B2 true JPH0250648B2 (ja) | 1990-11-05 |
Family
ID=11527442
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP237384A Granted JPS60146512A (ja) | 1984-01-10 | 1984-01-10 | 自動利得制御法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60146512A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4976128A (en) * | 1989-07-06 | 1990-12-11 | Hitachi, Ltd. | Rolling mill and method of exchanging rolls of rolling mill |
-
1984
- 1984-01-10 JP JP237384A patent/JPS60146512A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60146512A (ja) | 1985-08-02 |
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