JPH0249104B2 - - Google Patents
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- JPH0249104B2 JPH0249104B2 JP58223637A JP22363783A JPH0249104B2 JP H0249104 B2 JPH0249104 B2 JP H0249104B2 JP 58223637 A JP58223637 A JP 58223637A JP 22363783 A JP22363783 A JP 22363783A JP H0249104 B2 JPH0249104 B2 JP H0249104B2
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- weighting
- cycles
- control section
- circuit
- received signal
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Landscapes
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は超音波信号の送受信によつて被検体内
の検査を行う超音波診断装置に関するものであ
る。
の検査を行う超音波診断装置に関するものであ
る。
従来例の構成とその問題点
従来、超音波診断装置で、特に高周波超音波の
送受信を行う装置で十分な被検深度と分解能を有
するものは得られなかつた。この原因の一つとし
ては超音波伝搬媒体中において、非線型現象が、
特に10MHz程度以上の高周波において顕著となる
ことが考えられる。この非線型現象が装置性能に
与える影響は以下の様に説明される。第１図は、
媒体中の非線型現象により送信された超音波パル
スが歪む様子を示す。横軸は時間、縦軸は音圧を
示す。破線は非線型現象が無いと仮定した場合の
波形である。この波形の歪みは、伝搬距離、周波
数、超音波パワー密度に比例することが知られて
いる。特に波形のピーク付近で振幅が大きく抑圧
されているが、これは非線型現象による飽和を示
すものであり、伝播媒体中において実現できる超
音波パワー密度には上限があることを示してい
る。一方、波形のリングダウンの部分では振幅が
小さいので飽和していない。このように歪んだ送
信超音波パルスにより得られたエコー信号は分解
能が劣化している。すなわち波形のピークに比べ
てリングダウンの部分の振幅が相対的に増加した
ことになり、深さ方向の分解能が劣化する。また
第２図は媒体中の非線型現象により超音波ビーム
横分解能が劣化する様子を示す。横軸は距離、縦
軸は音圧を示す。破線は非線型現象が無いと仮定
した場合の指向性である。非線型現象により振幅
の大きいメインローブが飽和し、サイドローブの
振幅が相対的に増加しているため、横分解能が劣
化する。既に第１図に示した様に非線型現象によ
り波形が正弦波状から鋸歯状に歪む。この状態で
は波形の基本波成分のかなりの部分が高調波成分
に変換されるため超音波の吸収が増大し、被検体
の深い部品の検査を更に困難にする。以上述べた
様に超音波伝搬媒体中における非線型現象は装置
の分解能を劣化させ、又被検深度を制限する。
送受信を行う装置で十分な被検深度と分解能を有
するものは得られなかつた。この原因の一つとし
ては超音波伝搬媒体中において、非線型現象が、
特に10MHz程度以上の高周波において顕著となる
ことが考えられる。この非線型現象が装置性能に
与える影響は以下の様に説明される。第１図は、
媒体中の非線型現象により送信された超音波パル
スが歪む様子を示す。横軸は時間、縦軸は音圧を
示す。破線は非線型現象が無いと仮定した場合の
波形である。この波形の歪みは、伝搬距離、周波
数、超音波パワー密度に比例することが知られて
いる。特に波形のピーク付近で振幅が大きく抑圧
されているが、これは非線型現象による飽和を示
すものであり、伝播媒体中において実現できる超
音波パワー密度には上限があることを示してい
る。一方、波形のリングダウンの部分では振幅が
小さいので飽和していない。このように歪んだ送
信超音波パルスにより得られたエコー信号は分解
能が劣化している。すなわち波形のピークに比べ
てリングダウンの部分の振幅が相対的に増加した
ことになり、深さ方向の分解能が劣化する。また
第２図は媒体中の非線型現象により超音波ビーム
横分解能が劣化する様子を示す。横軸は距離、縦
軸は音圧を示す。破線は非線型現象が無いと仮定
した場合の指向性である。非線型現象により振幅
の大きいメインローブが飽和し、サイドローブの
振幅が相対的に増加しているため、横分解能が劣
化する。既に第１図に示した様に非線型現象によ
り波形が正弦波状から鋸歯状に歪む。この状態で
は波形の基本波成分のかなりの部分が高調波成分
に変換されるため超音波の吸収が増大し、被検体
の深い部品の検査を更に困難にする。以上述べた
様に超音波伝搬媒体中における非線型現象は装置
の分解能を劣化させ、又被検深度を制限する。
発明の目的
本発明は、以上のような従来の問題点を解決す
るためになされたもので、被検深度が深く、高い
分解能を有する超音波診断装置を提供することを
目的とする。
るためになされたもので、被検深度が深く、高い
分解能を有する超音波診断装置を提供することを
目的とする。
発明の構成
この目的を達成するために本発明は、被検体の
深い部位の情報を得る場合には、非線型現象を避
けるため、送信パルスの振幅を増加させるのでは
なく送信パルスの波数を増加することにより分解
能の劣化を最小限にとどめつつ送信エネルギーを
増大し、かつ受信回路の帯域を狭めて受信信号の
Ｓ／Ｎを改善し、この深い部位の情報と浅い部位
の情報と合わせて同一断層像上に表示する超音波
診断装置を提供するものである。
深い部位の情報を得る場合には、非線型現象を避
けるため、送信パルスの振幅を増加させるのでは
なく送信パルスの波数を増加することにより分解
能の劣化を最小限にとどめつつ送信エネルギーを
増大し、かつ受信回路の帯域を狭めて受信信号の
Ｓ／Ｎを改善し、この深い部位の情報と浅い部位
の情報と合わせて同一断層像上に表示する超音波
診断装置を提供するものである。
実施例の説明
以下に本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。第３図Ａは本発明の一実施例を示すブロツク
図、Ｂは高周波パルスの波形の例である。
る。第３図Ａは本発明の一実施例を示すブロツク
図、Ｂは高周波パルスの波形の例である。
パルス駆動回路１はサイクル数Ｎ、例えば図Ｂ
イに示すようなＮ＝２、及びロに示すようなＮ＝
４の高周波パルスを発生する。サイクル数Ｎはサ
イクル数制御部２により制御される。高周波パル
スは超音波探触子の送受波部３に印加される。送
受波部３は波数Ｎに対応した長さを有する超音波
パルスを被検体４へ送信する。サイクル数Ｎは送
信毎に変化させるとする。送受波部３は通常圧電
振動子で構成される場合が多く、方形の高周波パ
ルスで駆動された場合にも送信された超音波パル
スは正弦波状となる。被検体４中で反射されたエ
コー超音波はプリアンプ５、可変利得アンプ６で
増幅された後、スイツチ７によりバンドパスフイ
ルタ８、又は９へ導かれる。バンドパスフイルタ
９はＮ＝４の時に選択され、Ｎ＝２の時に選択さ
れるバンドパスフイルタ８に比べて狭い帯域特性
を有する。この場合、バンドパスフイルタ９の出
力におけるノイズレベルが低くなることが予想さ
れ、両フイルタの出力におけるノイズレベルを同
程度にする目的からアンプ１０が付加される。ス
イツチ１１は、スイツチ７で選択されたフイルタ
の出力を選択する。この場合にスイツチ７，１１
が帯域制御部を構成する。スイツチ１１を通過し
た受信信号は重み付け回路１２において係数制御
部１３が発生する重み係数を乗ぜられる。重み付
け回路１２は例えばアナログ乗算回路で容易に構
成できる。受信信号は処理回路１４で対数圧縮、
検波された後、表示部１５に表示される。Ｎ＝２
の場合には重み係数が近距離で大、遠距離で小、
Ｎ＝４の場合にはその逆とすれば、表示部１５に
おいて、近距離にはサイクル数Ｎ＝２に対応する
断層像、遠距離にはサイクル数Ｎ＝４に対応する
断層像、中間距離では重み係数を乗ぜられた各断
層像が重ねて表示される。主制御部２０は各部の
タイミング等を制御する。
イに示すようなＮ＝２、及びロに示すようなＮ＝
４の高周波パルスを発生する。サイクル数Ｎはサ
イクル数制御部２により制御される。高周波パル
スは超音波探触子の送受波部３に印加される。送
受波部３は波数Ｎに対応した長さを有する超音波
パルスを被検体４へ送信する。サイクル数Ｎは送
信毎に変化させるとする。送受波部３は通常圧電
振動子で構成される場合が多く、方形の高周波パ
ルスで駆動された場合にも送信された超音波パル
スは正弦波状となる。被検体４中で反射されたエ
コー超音波はプリアンプ５、可変利得アンプ６で
増幅された後、スイツチ７によりバンドパスフイ
ルタ８、又は９へ導かれる。バンドパスフイルタ
９はＮ＝４の時に選択され、Ｎ＝２の時に選択さ
れるバンドパスフイルタ８に比べて狭い帯域特性
を有する。この場合、バンドパスフイルタ９の出
力におけるノイズレベルが低くなることが予想さ
れ、両フイルタの出力におけるノイズレベルを同
程度にする目的からアンプ１０が付加される。ス
イツチ１１は、スイツチ７で選択されたフイルタ
の出力を選択する。この場合にスイツチ７，１１
が帯域制御部を構成する。スイツチ１１を通過し
た受信信号は重み付け回路１２において係数制御
部１３が発生する重み係数を乗ぜられる。重み付
け回路１２は例えばアナログ乗算回路で容易に構
成できる。受信信号は処理回路１４で対数圧縮、
検波された後、表示部１５に表示される。Ｎ＝２
の場合には重み係数が近距離で大、遠距離で小、
Ｎ＝４の場合にはその逆とすれば、表示部１５に
おいて、近距離にはサイクル数Ｎ＝２に対応する
断層像、遠距離にはサイクル数Ｎ＝４に対応する
断層像、中間距離では重み係数を乗ぜられた各断
層像が重ねて表示される。主制御部２０は各部の
タイミング等を制御する。
以上のように本実施例によれば、被検体の深い
部位の情報を得る場合には、送信パルスのサイク
ル数Ｎを増加することにより送信エネルギーを増
大し、かつ受信回路の帯域を狭めて受信信号の
Ｓ／Ｎを改善し、通常の方法で得られた浅い部位
の情報と合わせて一つの断層像を完成させるもの
であり、送信パルス振幅のみを増加した時に問題
となる分解能劣化、被検深度に対する制限等を軽
減することが可能となる。
部位の情報を得る場合には、送信パルスのサイク
ル数Ｎを増加することにより送信エネルギーを増
大し、かつ受信回路の帯域を狭めて受信信号の
Ｓ／Ｎを改善し、通常の方法で得られた浅い部位
の情報と合わせて一つの断層像を完成させるもの
であり、送信パルス振幅のみを増加した時に問題
となる分解能劣化、被検深度に対する制限等を軽
減することが可能となる。
第４図Ａ，Ｂ，Ｃは本発明の一実施例における
パルス駆動回路の回路図、タイミング図、及びパ
ルス増幅部の回路図である。図Ａにおいてシフト
レジスタ３０は並列入力端子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，
Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈを有する。今Ｆ，Ｇ端子をロウレ
ベル、他の並列入力端子と直列入力端子Ｓをハイ
レベルとする。シフトレジスタ３０を並列入力モ
ードにして、並列入力端子の状態を入力した後に
直列シフトモードにすれば、同図Ｂのイに示すク
ロツクCKの２クロツク期間がロウレベルとなる
ノーマルハイの信号Ｑ１（同図Ｂのハ）が得られ
る。クロツクCKをインバータ３１で反転したク
ロツク（同図Ｂのロ）によりＤフリツプフロ
ツプ３２は信号Ｑ１を半クロツク遅延、反転した
信号２（同図Ｂのニ）を発生する。信号Ｑ１と
クロツクCKのＮＲ論理３３により同図Ｂのホ
に示すゲート信号Ｇ１、信号２とクロツクCK
のNAND論理３４により同図Ｂのヘに示すゲー
ト信号Ｇ２が得られる。図Ｃはパルス増幅部であ
り、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２を増幅、合成して同図
Ｂのトに示す高周波パルスＰ１を発生する。一般
に超音波診断装置において、パルス駆動回路１が
高周波パルスを発生するオンの期間はオフの期間
に比べて非常に短かい場合が多い。このためパル
ス駆動回路１がオフの場合にはパルス増幅部の消
費電流を小さくすることが望ましい。図Ｃ中、Ｔ
１，Ｔ４はNPNトランジスタ、Ｔ２，Ｔ３は
PNPトランジスタであり、Ｔ５はＰチヤンネル
のFET、Ｔ６はＮチヤンネルのFETである。Ｔ
１，Ｔ３はインバータ、Ｔ２，Ｔ４はエミツタホ
ロワを構成し、低インピーダンスのＴ５，Ｔ６の
ゲートを駆動する。Ｔ５，Ｔ６のドレインは互に
接続されて相補的なインバータを構成し、低出力
インピーダンスを実現する。ゲート信号Ｇ１，Ｇ
２はオフ状態で夫々ロウ、ハイレベルであるので
Ｔ１，Ｔ３はそれぞれオフ、Ｔ２，Ｔ４，Ｔ５，
Ｔ６もオフとなり消費電流は殆んどゼロとなる。
パルス駆動回路１はオン状態で以下のように高周
波パルスを発生する。まずＧ１がハイレベルにな
るとＴ１がオン、Ｔ２がアクテイブ、Ｔ５がオン
となり出力の電圧はゼロからＶ１へ変化する。
次にＧ１，Ｇ２がロウレベルになるとＴ１，Ｔ
２，Ｔ５がオフ、Ｔ３がオン、Ｔ４がアクテイ
ブ、Ｔ６がオンとなり出力の電圧はＶ１から−
Ｖ１へ変化する。これを繰返した後、Ｇ１，Ｇ２
はそれぞれロウレベル、ハイレベルとなりパルス
駆動回路１はオフ状態となる。このようにして高
周波パルスＰ１の波数はゲート信号Ｇ１，Ｇ２の
波数に対応することになる。ゲート信号Ｇ１，Ｇ
２の波数は、シフトレジスタ３０の並列入力端子
Ａ〜Ｈを制御することにより変えられる。従つ
て、この場合にはシフトレジスタ３０が波数制御
部を構成する。一般にはPNPトランジスタのス
イツチング速度はNPNトランジスタのそれに比
べて遅いのでＴ３は高速のトランジスタが選ばれ
る。Ｔ３のベース、エミツタ間に並列接続された
ダイオードＤ１はＴ３とほぼ同時にオンし、Ｔ３
が深い飽和状態になり、蓄積時間が長くなること
を防止する。このようにしてPNPトランジスタ
Ｔ３により構成されるインバータを20MHz以上の
スイツチング速度で動作させることが可能であ
る。他の論理回路、エミツタホロワ等は十分な動
作速度を有する。最終段のＴ５，Ｔ６に、スイツ
チング速度が数ナノ秒程度のパパワーＭSFET
を使用すれば、このパルス駆動回路１は送受波部
３に対して20MHz以上の高周波パルスを印加する
ことが可能となる。
パルス駆動回路の回路図、タイミング図、及びパ
ルス増幅部の回路図である。図Ａにおいてシフト
レジスタ３０は並列入力端子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，
Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈを有する。今Ｆ，Ｇ端子をロウレ
ベル、他の並列入力端子と直列入力端子Ｓをハイ
レベルとする。シフトレジスタ３０を並列入力モ
ードにして、並列入力端子の状態を入力した後に
直列シフトモードにすれば、同図Ｂのイに示すク
ロツクCKの２クロツク期間がロウレベルとなる
ノーマルハイの信号Ｑ１（同図Ｂのハ）が得られ
る。クロツクCKをインバータ３１で反転したク
ロツク（同図Ｂのロ）によりＤフリツプフロ
ツプ３２は信号Ｑ１を半クロツク遅延、反転した
信号２（同図Ｂのニ）を発生する。信号Ｑ１と
クロツクCKのＮＲ論理３３により同図Ｂのホ
に示すゲート信号Ｇ１、信号２とクロツクCK
のNAND論理３４により同図Ｂのヘに示すゲー
ト信号Ｇ２が得られる。図Ｃはパルス増幅部であ
り、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２を増幅、合成して同図
Ｂのトに示す高周波パルスＰ１を発生する。一般
に超音波診断装置において、パルス駆動回路１が
高周波パルスを発生するオンの期間はオフの期間
に比べて非常に短かい場合が多い。このためパル
ス駆動回路１がオフの場合にはパルス増幅部の消
費電流を小さくすることが望ましい。図Ｃ中、Ｔ
１，Ｔ４はNPNトランジスタ、Ｔ２，Ｔ３は
PNPトランジスタであり、Ｔ５はＰチヤンネル
のFET、Ｔ６はＮチヤンネルのFETである。Ｔ
１，Ｔ３はインバータ、Ｔ２，Ｔ４はエミツタホ
ロワを構成し、低インピーダンスのＴ５，Ｔ６の
ゲートを駆動する。Ｔ５，Ｔ６のドレインは互に
接続されて相補的なインバータを構成し、低出力
インピーダンスを実現する。ゲート信号Ｇ１，Ｇ
２はオフ状態で夫々ロウ、ハイレベルであるので
Ｔ１，Ｔ３はそれぞれオフ、Ｔ２，Ｔ４，Ｔ５，
Ｔ６もオフとなり消費電流は殆んどゼロとなる。
パルス駆動回路１はオン状態で以下のように高周
波パルスを発生する。まずＧ１がハイレベルにな
るとＴ１がオン、Ｔ２がアクテイブ、Ｔ５がオン
となり出力の電圧はゼロからＶ１へ変化する。
次にＧ１，Ｇ２がロウレベルになるとＴ１，Ｔ
２，Ｔ５がオフ、Ｔ３がオン、Ｔ４がアクテイ
ブ、Ｔ６がオンとなり出力の電圧はＶ１から−
Ｖ１へ変化する。これを繰返した後、Ｇ１，Ｇ２
はそれぞれロウレベル、ハイレベルとなりパルス
駆動回路１はオフ状態となる。このようにして高
周波パルスＰ１の波数はゲート信号Ｇ１，Ｇ２の
波数に対応することになる。ゲート信号Ｇ１，Ｇ
２の波数は、シフトレジスタ３０の並列入力端子
Ａ〜Ｈを制御することにより変えられる。従つ
て、この場合にはシフトレジスタ３０が波数制御
部を構成する。一般にはPNPトランジスタのス
イツチング速度はNPNトランジスタのそれに比
べて遅いのでＴ３は高速のトランジスタが選ばれ
る。Ｔ３のベース、エミツタ間に並列接続された
ダイオードＤ１はＴ３とほぼ同時にオンし、Ｔ３
が深い飽和状態になり、蓄積時間が長くなること
を防止する。このようにしてPNPトランジスタ
Ｔ３により構成されるインバータを20MHz以上の
スイツチング速度で動作させることが可能であ
る。他の論理回路、エミツタホロワ等は十分な動
作速度を有する。最終段のＴ５，Ｔ６に、スイツ
チング速度が数ナノ秒程度のパパワーＭSFET
を使用すれば、このパルス駆動回路１は送受波部
３に対して20MHz以上の高周波パルスを印加する
ことが可能となる。
以上の例では、出力パルスＰ１は電圧ゼロを中
心に±Ｖ１へ変化する３値パルスである。高周波
パルスが非対称になるという問題はあるが、Ｔ
１，Ｔ２を取除き、Ｔ５の代わりにドレイン抵抗
を挿入し、Ｔ５のオン、オフによる２値パルスで
送受波部を駆動することも可能である。
心に±Ｖ１へ変化する３値パルスである。高周波
パルスが非対称になるという問題はあるが、Ｔ
１，Ｔ２を取除き、Ｔ５の代わりにドレイン抵抗
を挿入し、Ｔ５のオン、オフによる２値パルスで
送受波部を駆動することも可能である。
以上のように本実施例によれば、20MHz以上の
高周波パルスのサイクル数Ｎをサイクル数制御部
により制御することが可能である。このようなパ
ルス駆動回路を用いることにより、超音波診断装
置の送受波部の分解能劣化を最小限にとどめつつ
送信エネルギーを増大することが可能となる。
高周波パルスのサイクル数Ｎをサイクル数制御部
により制御することが可能である。このようなパ
ルス駆動回路を用いることにより、超音波診断装
置の送受波部の分解能劣化を最小限にとどめつつ
送信エネルギーを増大することが可能となる。
第５図Ａは本発明の他の実施例のブロツク図、
図Ｂはグラフ表示した重み係数の例である。
図Ｂはグラフ表示した重み係数の例である。
図Ａにおいて１はパルス駆動回路、２はサイク
ル数制御部、３は送受波部、４は被検体、５はプ
リアンプ、６は可変利得アンプ、７，１１はスイ
ツチ、８，９はバンドパスフイルタ、１０はアン
プでありここまでは第３図に示した実施例と同じ
構成である。本実施例の場合スイツチ１１を通過
した受信信号は処理回路１４で対数圧縮、検波さ
れた後、Ａ／Ｄコンバータ２１でデジタル信号に
変換され、バツフアメモリ２２，２３に記憶され
る。例えば、高周波パルスのサイクル数Ｎ＝２に
対応する信号をバツフアメモリ２２、波数Ｎ＝４
の場合にはバツフアメモリ２３に記憶させるとす
る。アドレスカウンタ２５はバツフアメモリ２
２，２３の書込みアドレス、読出しアドレスを発
生する。係数制御部２４はアドレス値Ｍに対応し
た重み係数Ｗを図Ｂに示すように発生する。重み
係数Ｗを３ビツトデジタル信号で表わすとすれ
ば、係数制御部２４はリードオンメモリで構成で
きる。パルス駆動回路１とアドレスカウンタ２５
は主制御部２０により同期して動作しているか
ら、重み係数Ｗは被検深さに対応して変化する。
重み付け回路はバツフアメモリ２２，２３と重み
付け加算器２６から構成される。重み付け加算器
２６の入力は、バツフアメモリ２２，２３の各出
力と、係数制御部の出力であり、バツフアメモリ
２２，２３の各出力がそれぞれ４ビツトで表わさ
れるとすれば、重み係数Ｗが３ビツトで表わされ
るから、合計11ビツトが入力される。この11ビツ
トのデータに対して、１つの重み付け加算結果を
出力すればよいから、重み付け回路２６もリード
オンメモリにより容易に構成できる。重み付け演
算結果は、表示部１５に表示される。
ル数制御部、３は送受波部、４は被検体、５はプ
リアンプ、６は可変利得アンプ、７，１１はスイ
ツチ、８，９はバンドパスフイルタ、１０はアン
プでありここまでは第３図に示した実施例と同じ
構成である。本実施例の場合スイツチ１１を通過
した受信信号は処理回路１４で対数圧縮、検波さ
れた後、Ａ／Ｄコンバータ２１でデジタル信号に
変換され、バツフアメモリ２２，２３に記憶され
る。例えば、高周波パルスのサイクル数Ｎ＝２に
対応する信号をバツフアメモリ２２、波数Ｎ＝４
の場合にはバツフアメモリ２３に記憶させるとす
る。アドレスカウンタ２５はバツフアメモリ２
２，２３の書込みアドレス、読出しアドレスを発
生する。係数制御部２４はアドレス値Ｍに対応し
た重み係数Ｗを図Ｂに示すように発生する。重み
係数Ｗを３ビツトデジタル信号で表わすとすれ
ば、係数制御部２４はリードオンメモリで構成で
きる。パルス駆動回路１とアドレスカウンタ２５
は主制御部２０により同期して動作しているか
ら、重み係数Ｗは被検深さに対応して変化する。
重み付け回路はバツフアメモリ２２，２３と重み
付け加算器２６から構成される。重み付け加算器
２６の入力は、バツフアメモリ２２，２３の各出
力と、係数制御部の出力であり、バツフアメモリ
２２，２３の各出力がそれぞれ４ビツトで表わさ
れるとすれば、重み係数Ｗが３ビツトで表わされ
るから、合計11ビツトが入力される。この11ビツ
トのデータに対して、１つの重み付け加算結果を
出力すればよいから、重み付け回路２６もリード
オンメモリにより容易に構成できる。重み付け演
算結果は、表示部１５に表示される。
以上のように本実施例によれば、被検体の深い
部位の情報と、浅い部位の情報を、デジタル回路
からなる重み付け回路により一つの断層像として
合成することが可能となる。
部位の情報と、浅い部位の情報を、デジタル回路
からなる重み付け回路により一つの断層像として
合成することが可能となる。
なお係数制御部２４の重み係数ｗの発生タイミ
ングを変化させて、断層像上においてサイクル数
Ｎ＝２を表示する領域を変化させてもよい。
ングを変化させて、断層像上においてサイクル数
Ｎ＝２を表示する領域を変化させてもよい。
以上のように本実施例によれば、被検体の深い
部位の情報を得る場合には、送信パルスのサイク
ル数Ｎを増加することにより送信エネルギーを増
大し、かつ受信回路の帯域を狭めて受信信号の
Ｓ／Ｎを改善し、通常の方法で得られた浅い部位
の情報と合わせて一つの断層像を完成させるもの
であり、送信パルス振幅のみを増加した時に問題
となる非線型現象に起因する分解能劣化、被検深
度に対する制限等を軽減することが可能となる。
部位の情報を得る場合には、送信パルスのサイク
ル数Ｎを増加することにより送信エネルギーを増
大し、かつ受信回路の帯域を狭めて受信信号の
Ｓ／Ｎを改善し、通常の方法で得られた浅い部位
の情報と合わせて一つの断層像を完成させるもの
であり、送信パルス振幅のみを増加した時に問題
となる非線型現象に起因する分解能劣化、被検深
度に対する制限等を軽減することが可能となる。
発明の効果
以上要するに本発明はサイクル数の異なる複数
の高周波パルスを発生する駆動回路と、前記波数
を制御する波数制御部と、前記駆動回路に接続さ
れた送受波部と、前記送受波部からの受信信号に
対応して設けられた帯域フイルタと、前記帯域フ
イルタの帯域特性を変化させる帯域制御部と、前
記受信信号に対する重み付け回路と、前記重み付
け回路の重み係数を制御する係数制御部と、サイ
クル数の異なる複数の受信信号に対応した前記重
み付け回路の出力を同一断層像上に表示する表示
部とを設けるとともに、一連の送、受信ごとに前
記サイクル数制御部と前記重み係数制御部を変化
させる主制御部を設けることにより、サイクル数
が多い場合、すなわち送波のエネルギーが大きい
場合に対応する受信信号がサイクル数の少ない場
合の受信信号に比べ相対的に深い部分に表示され
るようにしたことを特徴とする超音波診断装置を
提供するもので、被検深度が深く、高い分解能が
得られる利点を有する。
の高周波パルスを発生する駆動回路と、前記波数
を制御する波数制御部と、前記駆動回路に接続さ
れた送受波部と、前記送受波部からの受信信号に
対応して設けられた帯域フイルタと、前記帯域フ
イルタの帯域特性を変化させる帯域制御部と、前
記受信信号に対する重み付け回路と、前記重み付
け回路の重み係数を制御する係数制御部と、サイ
クル数の異なる複数の受信信号に対応した前記重
み付け回路の出力を同一断層像上に表示する表示
部とを設けるとともに、一連の送、受信ごとに前
記サイクル数制御部と前記重み係数制御部を変化
させる主制御部を設けることにより、サイクル数
が多い場合、すなわち送波のエネルギーが大きい
場合に対応する受信信号がサイクル数の少ない場
合の受信信号に比べ相対的に深い部分に表示され
るようにしたことを特徴とする超音波診断装置を
提供するもので、被検深度が深く、高い分解能が
得られる利点を有する。
第１図は非線型現象を説明する超音波パルス波
形、第２図は超音波ビームの横分解能を説明する
図、第３図Ａは本発明の一実施例における超音波
診断装置のブロツク図、同図Ｂは高周波パルスの
波形例を示す図、第４図Ａは本実施例におけるパ
ルス駆動回路の回路図、同図Ｂはそのタイミング
図、同図Ｃはパルス増幅部の回路図、第５図Ａは
本発明の他の実施例における超音波診断装置のブ
ロツク図、同図Ｂは重み係数の一例を示す図であ
る。 １……パルス駆動回路、２……サイクル数制御
部、３……送受波部、８，９……フイルタ、１２
……重み付け回路、１３，２４……係数制御部、
１５……表示部、２２，２３……バツフアメモ
リ、２６……重み付け加算器。
形、第２図は超音波ビームの横分解能を説明する
図、第３図Ａは本発明の一実施例における超音波
診断装置のブロツク図、同図Ｂは高周波パルスの
波形例を示す図、第４図Ａは本実施例におけるパ
ルス駆動回路の回路図、同図Ｂはそのタイミング
図、同図Ｃはパルス増幅部の回路図、第５図Ａは
本発明の他の実施例における超音波診断装置のブ
ロツク図、同図Ｂは重み係数の一例を示す図であ
る。 １……パルス駆動回路、２……サイクル数制御
部、３……送受波部、８，９……フイルタ、１２
……重み付け回路、１３，２４……係数制御部、
１５……表示部、２２，２３……バツフアメモ
リ、２６……重み付け加算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ サイクル数の異なる少なくとも二種類の高周
波パルス発生する駆動回路と、前記サイクル数を
制御するサイクル数制御部と、前記駆動回路に接
続された送受波部と、前記送受波部からの受信信
号に対応して設けられた帯域フイルタと、前記帯
域フイルタの帯域特性を変化させる帯域制御部
と、前記受信信号に対する重み付け回路と、前記
重み付け回路の重み係数を制御する係数制御部
と、サイクル数の異なる前記高周波パルスに対応
した前記重み付け回路の出力を同一断層像上に表
示する表示部とを設けるとともに、一連の送、受
信ごとに前記サイクル数制御部と前記重み係数制
御部を変化させる主制御部を設けることにより、
サイクル数が多い場合、すなわち送波のエネルギ
ーが大きい場合に対応する受信信号がサイクル数
の少ない場合の受信信号に比べ相対的に深い部分
に表示されるようにしたことを特徴とする超音波
診断装置。 ２ 重み付け回路がバツフアメモリと重み付け加
算器とから構成されており、サイクル数の異なる
複数の受信信号を前記バツフアメモリに記憶し、
前記バツフアメモリからの信号を係数制御部から
の重み係数により重み付け加算することを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の超音波診断装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22363783A JPS60114244A (ja) | 1983-11-28 | 1983-11-28 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22363783A JPS60114244A (ja) | 1983-11-28 | 1983-11-28 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60114244A JPS60114244A (ja) | 1985-06-20 |
| JPH0249104B2 true JPH0249104B2 (ja) | 1990-10-29 |
Family
ID=16801309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22363783A Granted JPS60114244A (ja) | 1983-11-28 | 1983-11-28 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60114244A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH051205U (ja) * | 1991-06-20 | 1993-01-08 | オリジン電気株式会社 | プリントコイル型トランスおよび電気回路 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH066806Y2 (ja) * | 1988-08-30 | 1994-02-23 | 横河メディカルシステム株式会社 | 超音波診断装置 |
| JP5239118B2 (ja) * | 2005-12-08 | 2013-07-17 | パナソニック株式会社 | 超音波診断装置 |
| US9255914B2 (en) * | 2009-08-13 | 2016-02-09 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Ultrasonic diagnosis apparatus and program |
| KR102044954B1 (ko) * | 2013-07-02 | 2019-11-14 | 현대모비스 주식회사 | 이중 밴드 패스 필터를 이용한 주차보조시스템 및 그 동작 방법 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728272A (en) * | 1980-07-29 | 1982-02-15 | Fujitsu Ltd | Ultrasonic image pickup device |
| JPS57203434A (en) * | 1981-06-08 | 1982-12-13 | Tokyo Shibaura Electric Co | Ultrasonic diagnostic apparatus |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5891178U (ja) * | 1981-12-14 | 1983-06-20 | 横河電機株式会社 | 反射波受信装置 |
-
1983
- 1983-11-28 JP JP22363783A patent/JPS60114244A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728272A (en) * | 1980-07-29 | 1982-02-15 | Fujitsu Ltd | Ultrasonic image pickup device |
| JPS57203434A (en) * | 1981-06-08 | 1982-12-13 | Tokyo Shibaura Electric Co | Ultrasonic diagnostic apparatus |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH051205U (ja) * | 1991-06-20 | 1993-01-08 | オリジン電気株式会社 | プリントコイル型トランスおよび電気回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60114244A (ja) | 1985-06-20 |
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