JPH07124161A

JPH07124161A - 超音波診断装置

Info

Publication number: JPH07124161A
Application number: JP27580893A
Authority: JP
Inventors: Takatoshi Okumura; 貴敏奥村; Toshio Shirasaka; 俊夫白坂
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-11-04
Filing date: 1993-11-04
Publication date: 1995-05-16
Anticipated expiration: 2018-04-14
Also published as: JP3396518B2

Abstract

(57)【要約】【目的】パルスドプラモード及び連続波ドプラモード共
に、受信信号の最適なダイナミックレンジを確保し、安
価且つ小規模な受信回路を形成する。【構成】電気−音響変換可能な複数の振動子を備える。
振動子を介して超音波パルス信号を被検体内に送信する
パルス発生回路１１と、被検体からの超音波パルス信号
に対応した受信信号を振動子を介して入力し且つその受
信信号をデジタル量に変換して遅延加算する第１の受信
整相加算回路１５とを備える。また振動子を介して超音
波連続信号を被検体内に送信する送信回路１２と、被検
体からの超音波連続信号に対応した受信信号を振動子を
介して入力し且つその受信信号をアナログ量の状態で遅
延加算する第２の受信整相加算回路１８とを備える。加
算回路１８は、信号切換用のマルチプレクサ部２１と、
不等間隔のタップを有するアナログ遅延線２２とを有す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、連続波ドプラ（ＣＷ
Ｄ）法とパルスドプラ（ＰＷＤ）法とによる診断が可能
な超音波診断装置に係り、とくに、その受信遅延加算回
路の改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】超音波診断装置の走査法の一つとして、
電子走査法が使われている。この電子走査法により走査
するときは、通常、各振動子に対する駆動と受信のタイ
ミングを遅延線により電子的に制御し、送受波した超音
波信号を収束する電子フォーカスの手法が採用されてお
り、これにより走査方向の分解能を改善している。

【０００３】この電子フォーカスを行う受信遅延加算回
路の具体例として、例えば特開平２−２６５４８号公報
（発明の名称は「超音波診断装置」）に開示された構成
が知られている。この公報記載の構成の一態様によれ
ば、複数のエレメント（圧電変換用の振動子）から成る
超音波振動子（配列型の振動子群）を使って被検体との
間で超音波を送受波するようにし、その受信遅延加算回
路は、図１８記載のデジタル遅延方式を採用している。
これを、任意の１チャンネルについて説明すると、超音
波信号の送受波により得られたエコー信号がプリアンプ
１００で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０１でデジタル
信号に変換され、メモリ１０２に一時的に格納される。
このエコー信号はその後、デジタル遅延線１０３ａ，１
０３ｂに分岐して供給され、遅延を受ける。そして、乗
算器１０４ａ，１０４ｂでは、例えば５０nsec遅延され
た各エコー信号と位相制御信号が乗算され、位相が整合
される。この乗算信号は、夫々、加算器１０５ａ，１０
５ｂで他チャンネルのものと合成された後、ＬＰＦ１０
６ａ，１０６ｂを通過して画像信号となる。これによ
り、高精度な受信遅延を掛けることができるようになっ
ている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の受信遅延加算回路ではデジタル方式の回路が単
独で搭載されているのみであるから、超音波ドプラ法の
連続波ドプラ（ＣＷＤ）とパルスドプラ（ＰＷＤ）を実
施する超音波診断装置に適用する場合、上記受信遅延加
算回路が連続波ドプラ法とパルスドプラ法に共用される
ことになり、これにより、以下のような未解決の問題が
残されていた。

【０００５】連続波ドプラ法によるエコー信号のダイナ
ミックレンジ（Ｄ／Ｒ）は、パルスドプラ法のそれより
も広いので、両方のドプラ法を併用する受信遅延加算回
路のダイナミックレンジは連続波ドプラ法のそれに合わ
せることが理論的には望ましい。前述したデジタル方式
の受信遅延加算回路のダイナミックレンジはＡ／Ｄ変換
器のビット数で決まり、コストパーフォーマンスを考慮
して、通常、８ビット程度のものが採用されている。

【０００６】しかし、このビット数は連続波ドプラ法に
とっては十分とは言えない。連続波ドプラ法では、超音
波プローブにおける送受間クロストークがあるために、
遅延加算回路への入力振幅はパルスドプラ法に比べて２
〜３ビット（１０〜２０dB）程度大きい。このため、連
続波ドプラ法に合わせてもっと多ビットのＡ／Ｄ変換器
が欲しいところであるが、このＡ／Ｄ変換器は受信チャ
ンネル毎に必要で、しかも１台当たりの値段も多ビット
のものでは非常に高いから、ビット数を８ビット程度以
上に増やすことは装置全体の製造コストを著しく押し上
げてしまい、現実的な措置とはならない。

【０００７】一方、上述したようにコスト的な配慮から
Ａ／Ｄ変換器のビット数をパルスドプラ法のダイナミッ
クレンジに合わせた場合、連続波ドプラ法ではビット数
が足りず、これによりＡ／Ｄ変換器の入力段において振
幅歪みが生じることがある。この振幅歪みが生じると、
飽和に伴う感度劣化に因り、画質が低下するとともに、
混変調に因り、画像にミラー像などのアーチファクトが
発生するという問題もある。

【０００８】この発明は、上述した従来技術の問題に鑑
みてなされたもので、連続波ドプラ法及びパルスドプラ
法の両モードでエコー信号に対する最適なダイナミック
レンジを得ることができ、且つ、そのエコー信号を処理
する受信遅延加算回路の回路規模の増大及び部品コスト
増を排除できる超音波診断装置を提供することを、目的
とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成させるた
め、この発明に係る超音波診断装置は、電気−音響変換
可能な複数の振動子と、この複数の振動子を介して超音
波パルス信号を被検体内に送信する第１の送信手段と、
上記被検体からの上記超音波パルス信号に対応した受信
信号を上記複数の振動子を介して入力し且つその受信信
号をデジタル量に変換して遅延加算する第１の受信信号
処理手段とを備えるとともに、上記複数の振動子を介し
て超音波連続信号を被検体内に送信する第２の送信手段
と、上記被検体からの上記超音波連続信号に対応した受
信信号を上記複数の振動子を介して入力し且つその受信
信号をアナログ量の状態で遅延加算する第２の受信信号
処理手段とを備えた。

【００１０】前記第２の受信信号処理手段は、例えば、
複数のタップが引き出され且つその各タップに供給され
たアナログ量の電流を加算する遅延線と、前記複数の振
動子の内の連続波ドプラモードに関与する複数チャンネ
ルの受信信号を切換えて上記複数のタップに供給する信
号切換回路とを備えている。

【００１１】また、前記遅延線の複数のタップは、例え
ば、連続波ドプラモードで使用する複数のキャリア周波
数の各１周期分の遅延時間を選択可能なタップを含むこ
ともできるし、連続波ドプラモードで使用する複数のキ
ャリア周波数の各１周期分の遅延時間及びその遅延時間
の夫々に対する所定の量子化間隔の遅延時間を選択可能
なタップのみから形成することもできる。

【００１２】さらに、前記遅延線の複数のタップは、遅
延時間が不等間隔に引き出されている。

【００１３】さらにまた、前記第１の受信信号処理手段
は、非連続波ドプラモードが指令されたときにのみ電源
が起動する機構を有するとともに、前記第２の受信信号
処理手段は、連続波ドプラモードが指令されたときにの
み電源が起動する機構を有する。

【００１４】

【作用】パルスドプラモードなどの非連続波ドプラモー
ドのときは、第１の送信手段によりパルス信号で振動子
群が駆動され、そのエコー信号（受信信号）が第１の受
信信号処理手段にてデジタル方式で遅延加算される。こ
のデジタル遅延加算に必要なＡ／Ｄ変換器は、非連続波
ドプラモードのときのエコー信号のダイナミックレンジ
が狭いことから、例えば８ビット程度の、コスト的にも
見合う通常ビット数のものを使うことができる。

【００１５】これに対して、連続波ドプラモードのとき
は、第２の送信手段により連続波信号で振動子群が駆動
され、そのエコー信号（受信信号）が第２の受信信号処
理手段にてアナログ量のまま遅延加算される。この遅延
加算は、例えば不等間隔に複数のタップが引き出された
アナログ遅延線で行われる。これにより、Ａ／Ｄ変換器
を使うことなく遅延加算できるから、多ビット数のＡ／
Ｄ変換器を強要するときのような部品コスト上昇を排除
できる。さらに、連続波ドプラモードで必要な広いダイ
ナミックレンジも同時に確保されるから、受信感度の低
下及びミラー像などのアーチファクトの発生も防止され
る。

【００１６】さらに、遅延線の複数タップは、例えば、
複数のキャリア周波数の各１周期分の遅延時間を選択可
能なタップ及びその遅延時間の夫々に対する所定の量子
化間隔の遅延時間を選択可能なタップのみから成るの
で、等間隔に複数タップを引き出す場合に比べて、引出
しタップ数を必要最小限に止めることができ、受信遅延
加算回路のコンパクト化が図られる。

【００１７】さらにまた、第１及び第２の受信信号処理
手段は、自分が担うモードのときにのみ電源オンとなっ
て動作するので、自分に無関係なモードのときは電源オ
フの状態を維持し、省電力化が図られる。

【００１８】

【実施例】以下、この発明の一実施例を図１〜図１７に
基づいて説明する。

【００１９】図１には、この実施例に係る超音波診断装
置の１チャンネル分の送受信部を示す。この送受信部
は、電気−音響変換用の複数チャンネル（例えば１２８
チャンネル）の振動子１０…１０から成る振動子群ＴＧ
を備えている。

【００２０】この振動子群ＴＧの振動子１０…１０の
内、全チャンネルはパルスドプラ法による高圧駆動パル
ス発生回路１１に接続されている。また本実施例では第
１〜第６４チャンネルまでの６４チャンネルの振動子１
０…１０が、連続波ドプラ法によるＣＷ用駆動送信回路
１２にも接続されている。パルス発生回路１１は、図示
しない制御回路から供給される「ＰＯＷＥＲＯＮＰ
Ｗ」信号がオンのとき駆動し、ＣＷ用駆動送信回路１２
は「ＰＯＷＥＲＯＮＣＷ」信号がオンのとき駆動す
るようになっている。

【００２１】これにより、パルスドプラ法による診断モ
ード（以下、パルスドプラモードという）のときは、高
圧駆動パルス発生回路１１からの駆動パルス信号により
全チャンネルの振動子１０…１０が励振される。励振さ
れた振動子１０…１０は超音波信号を被検体内に向けて
送出するとともに、その反射エコー信号を受信する。連
続波ドプラ法による診断モード（以下、連続波ドプラモ
ードという）のときは、高圧駆動パルス発生回路１１の
代わりにＣＷ用駆動送信回路１２からの連続波駆動信号
により、第１〜第６４チャンネルの振動子１０…１０が
励振される。この励振に伴う反射エコー信号は全チャン
ネルの振動子１０…１０に到達する。なお、高圧駆動パ
ルス発生回路１１とＣＷ用駆動送信回路１２を兼ねた駆
動回路を設けることもできる。

【００２２】上記振動子１０…１０の内、第１〜第６４
チャンネルは電子スイッチ１３を介して振幅増幅用のプ
リアンプ１４ａにも接続されるとともに、第６５〜第１
２８チャンネルは別のプリアンプ１４ｂにも接続されて
いる。電子スイッチ１３は「ＰＯＷＥＲＯＮＰＷ」
信号のオン・オフに付勢されて導通、非導通となり、パ
ルスドプラモードのときに振動子１０…１０で電気信号
に変換されたエコー信号をプリアンプ１４ａに伝達する
ようになっている。この結果、パルスドプラモールドの
ときは全てのチャンネルの振動子１０…１０が受信に関
与し、連続波ドプラモードのときは第６５〜第１２８チ
ャンネルのみの振動子１０…１０が受信に関与する。

【００２３】プリアンプ１４ａ及び１４ｂの出力側にパ
ルスドプラモード用の第１の受信整相加算回路１５が接
続されている。この受信整相加算回路１５は、その入力
側に設けられたミキサ１６と、そのミキサ１６の出力を
受ける受信遅延回路１７を有する。受信遅延回路１７
は、その入力側に設けられたＡ／Ｄ変換器１８と、この
Ａ／Ｄ変換器１８の変換信号を受けてデジタル方式の整
相加算を行うデジタルビームフォーマ（ＤＢＦ）１９と
を備えている。このデジタルビームフォーマ１９は例え
ば前述した従来の特開平２−２６５４８号公報記載のも
のと同様に構成されており、高精度に遅延加算できる。
このデジタルビームフォーマ１９の出力（加算信号）
は、図示しないデジタルスキャンコンバータ（ＤＳ
Ｃ）、スペクトラムドプラ信号処理回路などに送出され
る。これらの回路により所望の信号処理が施され、図示
しない表示装置に血流のスペクトラムドプラ情報や２次
元カラー情報などが表示される。

【００２４】上記プリアンプ１４ａ及び１４ｂの内、一
方のプリアンプ１４ｂの出力側には、第１の受信整相加
算回路１５と並列に、連続波ドプラモード専用の第２の
受信整相加算回路１８が設けられている。

【００２５】この第２の受信整相加算回路１８は、図１
及び図２に示すように（図１には要部のみを示す）、そ
の入力側に第６５〜第１２８チャンネルに対するバッフ
ァ２０₆₅〜２０₁₂₈を備えている。このバッファ２０₆₅
〜２０₁₂₈の出力側は８入力・１６出力の８台のマルチ
プレクサ２１ａ〜２１ｉ（マルチプレクサ部２１を形
成）に８チャンネルずつ接続されている。このマルチプ
レクサ２１ａ〜２１ｉの各１６個の出力端は、同一番号
の出力端同士が相互に接続され、１６個の不等間隔のタ
ップＴＡＰ１〜１６を有する電流加算用のアナログ遅延
線２２（コイル）の各タップに接続されている。マルチ
プレクサ２１ａ〜２１ｉには、第６５〜第１２８チャン
ネルの６４個の入力信号を遅延線２２のタップＴＡＰ１
〜１６のいずれに供給するかを決める切換制御信号ＡＹ
Ｘが、図示しない制御回路から供給される。

【００２６】遅延線２２の具体的な一例は図３に示すよ
うになっている。すなわち、遅延線２２は最大遅延時間
が２００［nsec］の３本のサブ遅延線２２ａ〜２２ｃで
構成され、これらのサブ遅延線２２ａ〜２２ｃの全体か
ら１６本の不等間隔のタップＴＡＰ１〜１６が引き出さ
れている。このタップＴＡＰ１〜１６は、その引き出し
間隔の密度が濃いほど、その遅延時間間隔は小さく、反
対に密度が粗いほど、遅延時間間隔が大きい。

【００２７】ここで、本実施例におけるＴＡＰ１〜１６
の決め方について説明する。

【００２８】最初に、必要な最大遅延時間について考察
する。遅延線２２の遅延量（遅延時間）は図４に示すよ
うに、焦点Ｆから受信振動子１０₆₅…１０₁₂₈に至る音
路長差の夫々に相当した時間差を与えるのが通常であ
る。例えば図４の如く、振動子１０₆₅…１０_n間の音路
長を夫々Ｌ₆₅…Ｌ_nとすると、音路長差ΔＬ_nは、

【数１】ΔＬ_n＝Ｌ_n−Ｌ₆₅ となり、音速をＣとすると、遅延時間τ_nは、

【数２】τ_n＝ΔＬ_n／Ｃとなる。そこで、例えば、Ｌ₆₅＝１０００mm、Ｌ_n＝１
００６．１mm、Ｃ＝１５３０m/sec であるとすると、遅
延時間τ_n＝４μsec となる。

【００２９】しかし、連続波ドプラモードでは、図５に
示すように受信超音波の波形毎に同じ位相情報が繰り返
される（波形の周期性がある）から、必ずしも音路長差
ΔＬ_nに相当する分の時間差を与える必要はない。つま
り、音路長差の最大値分の時間差は不要であり、キャリ
ア周波数の１波長分τ_nCWあれば足りることになる。こ
れに対して、パルスドプラモードではエコー信号はパル
ス波であるから、音路長差ΔＬ_nに相当する分の時間差
τ_nPWが必要となる。

【００３０】表１には、キャリア周波数ｆの各々（１．
５〜１０MHz ）に対する、その１波長λ分の時間及びλ
／８分の時間を示す。これから、キャリア周波数ｆの下
限を２ＭＨｚとしても、５００nsec程度の遅延量があれ
ば十分であることが分かる。したがって、最大遅延時間
は非ＣＷモードに比べて相当に少なくて済み、非ＣＷモ
ードの受信回路用のアナログ遅延線（ただし、本実施例
ではデジタル信号で処理している）に比べて、線数は少
なくて済む。

【００３１】

【表１】

【００３２】次に、タップの位置決めに必要な遅延時間
精度について考察する。連続波ドプラモードにおいて
も、被検体からの反射エコー信号に、所望の関心領域
（ＲＯＩ）からのエコー信号が最も強くなるように電子
遅延がかけられる。このとき、焦点に音場（エコー信号
の強度分布）は通常、図６のようになる。とくに、連続
波ドプラモードでは、サイドロブ成分の寄与は小さく、
メインビームの広がり程度が受信感度を決めることが分
かっている。

【００３３】遅延量子化の精度がキャリア信号の「λ／
８」以下の粗さであれば、遅延の量子化のない場合（連
続遅延）と比べて、メインビームの広がりは１０％以下
となり、ビームの広がりに拠る感度劣化を「−１ｄＢ」
以内に抑えることができることが分かっている。このた
め、前述した表１から分かるように（「λ／８」の項参
照）、例えば２ＭＨｚ〜６ＭＨｚのキャリア周波数につ
いては６０nsec〜２０nsecの量子化精度があればよいこ
とになる。

【００３４】これらの条件を踏まえて、タップ間隔を決
めることにする。各キャリア周波数に対する遅延精度を
「１／８」周期以下にする必要があるから、キャリア周
波数ｆ＝７．５ＭＨｚ（波長λ＝１３３nsec）を上限と
すると、この場合には１６．７nsec間隔の量子化及び最
大遅延量＝７λ／８＝１１６．７nsecが必要になる。こ
れに対して、下限のキャリア周波数ｆ＝１．８ＭＨｚ
（波長λ＝５５６nsec）にすると、６９．４nsec間隔の
量子化及び最大遅延量＝７λ／８＝４８６nsecを必要と
する。このキャリア周波数ｆ＝７．５ＭＨｚ及び１．８
ＭＨｚについて量子化精度及び最大遅延量を満足させる
タップ配分は、表２に示すようになる。同表から分かる
ように、「１／８」周期若しくはそれに近い量子化精度
を得るには、遅延時間τ＝０〜１３３nsecの範囲でタッ
プの引き出しを細かくし、１３３〜５００nsecの範囲で
粗くすればよいことが分かる。

【００３５】

【表２】

【００３６】つまり、従来、上述の例示の場合には、連
続波ドプラモードに対して少なくとも２９個（＝４８６
÷１６．７）のタップを引き出していた。連続波ドプラ
モードでは、その検出ドプラエコー帯域は大きくても±
５０ｋＨｚあれば十分であり、各キャリア周波数に対し
ての広がりは考慮しなくてもよいから、２９個のタップ
全てを使用しなくてもよい。この例示の２つのキャリア
周波数ｆ＝７．５ＭＨｚ及び１．８ＭＨｚについてみれ
ば、タップ数はほぼ１４個で済み、２９個に比べて格段
に少なくできる。

【００３７】この実施例で採用したアナログ遅延線２２
では、上述の考えをキャリア周波数ｆ＝１．８７５ＭＨ
ｚ〜６ＭＨｚの広範囲にわたり拡張し、表３に示すよう
に、量子化精度及び最大遅延量を共に満足させる１６個
のタップが決められている。つまり、必要な最大遅延時
間の短い範囲（ｆ＝５ＭＨｚに対応する最大遅延時間＝
１８０nsecまでの範囲）では２０nsec間隔でタップＴＡ
Ｐ１〜１０が引き出されている。そして、必要な最大遅
延時間がこれより大きくなるにしたがって、４０nsec及
び６０nsec間隔でタップＴＡＰ１１〜１６が引き出さ
れ、総タップ数が１６個と非常に少ない数であるにも関
わらず、広範囲のキャリア周波数ｆ＝１．８７５ＭＨｚ
〜６ＭＨｚに対する高精度の遅延を可能にしている。

【００３８】

【表３】

【００３９】図１及び図２に戻って、遅延線２２の出力
端はアンプ２３を介して、２入力の電子スイッチ２４の
一方の入力端に接続されている。この電子スイッチ２４
の他方の入力端には、ペンシル型連続波用探触子からの
受信信号（ペンシル・エコー信号）が入力するようにな
っている。電子スイッチ２４の出力端は、ｓｉｎ側、ｃ
ｏｓ側の２チャンネルの処理回路に接続されている。こ
の処理回路は、２チャンネルのミキサ２５ａ，２５ｂ
と、バンドパスフィルタを含む２チャンネルの検波信号
処理（フィルタ等）回路２６ａ，２６ｂと、１６ビット
で２チャンネルのＡ／Ｄ変換器２７ａ，２７ｂと、デジ
タル出力バッファ２８ａ，２８ｂとを備えている。この
結果、デジタル出力バッファ２８ａ，２８ｂから１６ビ
ットのデジタル加算信号がデジタル信号処理系（ＤＳ
Ｐ）に出力される。

【００４０】続いて、本実施例の全体動作を説明する。

【００４１】まず、パルスドプラモードのときは、図７
に示す如く、「ＰＯＷＥＲＯＮＰＷ」信号＝オン、且
つ、「ＰＯＷＥＲＯＮＣＷ」信号＝オフに設定され
る。これにより、パルスドプラ側の第１の受信整相加算
回路１５は作動するが、連続波ドプラ側の第２の受信整
相加算回路１８は非作動の状態となる。これにより、前
述した如く、両方のプリアンプ１４ａ，１４ｂで振幅増
幅された１２８チャンネル分のエコー信号が、デジタル
方式の第１の受信整相加算回路１５に入力して信号処理
され、デジタル量の所望の画像データが表示器側に送出
される。

【００４２】これに対して、連続波（ＣＷ）ドプラモー
ドのときは、図８に示す如く、「ＰＯＷＥＲＯＮＰ
Ｗ」信号＝オフ、且つ、「ＰＯＷＥＲＯＮＣＷ」信
号＝オンに設定される。このため、上記とは反対に、連
続波ドプラ側の第２の受信整相加算回路１８のみが作動
状態となり、一方のプリアンプ１４ｂ（実際は６４チャ
ンネル分の数だけ設けられている）により必要な振幅ま
で増幅された受信エコー信号が、第２の受信整相加算回
路１８に入力する。

【００４３】第２の受信整相加算回路１８に入力した第
６５〜第１２８チャンネルのエコー信号は、バッファ２
０₆₅〜２０₁₂₈を介してマルチプレクサ部２１に入力す
る。マルチプレクサ部２１には、現在使われているキャ
リア周波数ｆに対応した切換制御信号ＡＹＸが与えられ
る。これにより、６４チャンネル分のエコー信号が、量
子化精度及び最大遅延時間を満足する形で数チャンネル
分ずつ１６個のタップＴＡＰ１〜ＴＡＰ１６に切り換え
られる。

【００４４】例えば、使用キャリア周波数ｆ＝２．５Ｍ
Ｈｚとすると、λ＝４００nsec、λ／８＝５０nsecであ
る。この結果、許容される量子化精度＝λ／８＝５０ns
ecであり、必要な最大遅延時間＝７λ／８＝３５０nsec
であるから、マルチプレクサ部２１により選択されるタ
ップは、表３のデータから、

【外１】となる。この場合、例えば遅延時間５０nsecに対しては
６０nsecの遅延タップ（ＴＡＰ４）を選択することにな
り、誤差は生じるものの全体としてλ／８以下の量子化
精度が確保されているので、その誤差の影響は無視でき
る。他のキャリア周波数ｆに対しても同様に、量子化精
度及び必要最大遅延時間を両立させた状態でタップが選
択される。

【００４５】このため、６４チャンネルのエコー信号の
各々は、選択された適宜な遅延量のタップＴＡＰ１〜Ｔ
ＡＰ１６のいずれかに入力し、遅延線２２でアナログ量
のまま電流遅延加算が行われる。この加算出力はその
後、ミキサ２５ａ，２５ｂ、検波信号処理（フィルタ
等）回路２６ａ，２６ｂ、Ａ／Ｄ変換器２７ａ，２７ｂ
などを経て、デジタル量の画像データに変換され、表示
器側に送られる。

【００４６】本実施例は以上のように機能するので、デ
ジタル方式の受信遅延加算回路のみを有し、その回路を
パルスドプラモード及び連続波ドプラモードに共用する
従来の超音波診断装置に比べて以下のような利点があ
る。この利点を、従来装置の不都合を再度、詳述しなが
ら説明する。

【００４７】受信遅延回路は、振動子数に相当するチャ
ンネル数分だけ設ける必要があるため、その部品コスト
は装置全体の製造コストに大きく効いてくる。そこで、
図１８の従来装置の如く、受信遅延回路にＡ／Ｄ変換器
１０１をチャンネル毎に設けた場合の部品コストについ
て考える。

【００４８】Ａ／Ｄ変換器１０１ビット数は前段のプリ
アンプ１００の出力信号のダイナミックレンジをカバー
すれば十分であり、現状では、そのダイナミックレンジ
はパルス波（ＰＷ）の送受信時にＡ／Ｄ変換器のビット
換算で６〜７ビット程度である。したがって、Ａ／Ｄ変
換器のビット数は８ビットあれば十分である。この様子
を図９の点線の折れ線Ｌｐｗで示す。

【００４９】これに対して、連続波（ＣＷ）を受信する
場合、プリアンプ１００の出力信号のダイナミックレン
ジは、図９の実線の折れ線Ｌｃｗで示す如く、１０〜１
１ビットにもなってしまう。この理由は以下のようであ
る。

【００５０】図１０は連続波ドプラモードでの超音波信
号の送受信の様子を模式的に示す。同図は２分割ステア
リング方式であり、１２８個（チャンネル）の振動子を
有するセクタプローブの内、１〜６４チャンネルを送信
チャンネル、６５〜１２８チャンネルを受信チャンネル
として使っている。この場合、送信チャンネルの振動子
には約１０Ｖppの連続波が所定時間パターンの遅延状態
で印加され、これにより焦点Ｆに向けて超音波の連続波
信号が送出される（平面波であってもよい）。この送出
超音波に伴う反射エコー信号は受信チャンネルの各振動
子で受信され、受信遅延加算回路に入る。

【００５１】このとき、送受信が連続波により行われる
ため、送信回路内及びプローブ内（振動子群内）で、図
１０に模式的に示すクロストークが生じ、送信系から受
信系に信号が漏れてしまう。クロストークの無いときの
反射エコー信号の振幅は、通常、１〜１０ｍＶpp以下で
あるが、例えば、送信駆動振幅が１０Ｖppのとき、送信
回路からのクロストークが−６０dBであると、受信チャ
ンネル側への漏れは１０ｍＶppにも達し、受信遅延加算
回路への入力信号のトータルの振幅が相当に大きくな
る。なお、パルスドプラモードの場合、送信時と受信時
で時間差があるので、上述した送受間のクロストークは
あまり問題にならない。

【００５２】さらに、連続波ドプラモードでは、反射エ
コー信号の中に血流情報の検出に無関係な「クラッタ」
と称される生体内臓器からの成分が含まれるので、この
成分によっても反射エコー信号の振幅は大きくなる。つ
まり、クラッタに因っても、連続波ドプラモードでのダ
イナミックレンジがパルスドプラモードでのそれに比べ
て大きい。

【００５３】このように従来装置での、連続波ドプラモ
ードにおけるプリアンプ１００の出力信号のダイナミッ
クレンジは、クロストーク及びクラッタを主原因とし
て、Ａ／Ｄ変換器のビット数換算で１０〜１１ビットに
もなってしまうのである。そこで、このダイナミックレ
ンジを維持するために、多ビット（例えば１２ビット）
のＡ／Ｄ変換器を搭載すると、このＡ／Ｄ変換器は受信
信号帯域幅（例えば１０ＭＨｚ）に合わせた高速な変換
器（例えばサンプルレート２０ＭＨｚ）が必要であり、
１台当たりの部品コストが著しく高くなってしまう。し
かも、この多ビットのＡ／Ｄ変換器を受信チャンネル数
分設けるとなると、装置全体が高価なものになる。この
ため、多ビットのＡ／Ｄ変換器を備え、パルスドプラモ
ード及び連続波ドプラモードで兼用するデジタル方式の
受信遅延加算回路は、殆ど実用困難であるという現実に
直面していた。

【００５４】一方、図１８の従来装置において、部品コ
ストを抑えようとして８ビット程度のＡ／Ｄ変換器を使
用することもできる。その場合、前述したように連続波
ドプラモードの受信エコー信号にとってダイナミックレ
ンジが小さいため、受信回路の飽和が生じるという問題
があった。

【００５５】この問題のシミュレーション例を図１１〜
図１５に基づいて説明する。図１１に示すように、入力
信号の振幅の一部が飽和系により矩形状にクリップされ
る計算モデルが導入する（図１２はクリップされた出力
信号を示す）。図１３のように、生体のクラッタエコー
成分をｆ₀、ドプラエコー成分をｆ₁とし、ｆ₀＝３０
dB×ｆ₁と仮定し、混変調ミラー成分ｆ₂（＝２ｆ₀−
ｆ₁：図１４参照）の発生割合を計算したところ、図１
５に示す結果が得られた。つまり、横軸にエコー信号の
飽和に対応するクリップ率を、縦軸に入力信号成分
ｆ₀、ｆ₁の減衰及び相互変調によりミラー像ｆ₂が生
じる割合を示す。同図から、１０％の飽和クリップが生
じただけでも、ドプラ信号成分に対して約−１０dB（電
圧振幅で１／３）の混変調ミラー成分が発生することが
判明した。このミラー成分は、図１６図に示すように、
超音波ドプラ表示においてはドプラ血流像とともに、ミ
ラー像ＩＭとして表示されることになり、誤診に繋がる
恐れがあった。なお、図１７にはミラー像が無い場合の
通常のドプラ血流像を示す。

【００５６】また、受信遅延加算回路が飽和すると、ド
プラ信号の感度が劣化するという問題があった。上述し
たシミュレーション例では、１０％の飽和クリップの場
合、ドプラ信号そのものも約２〜３dBの感度劣化を生じ
ることが分かった。

【００５７】このように連続波ドプラモードでは、広い
ダイナミックレンジを確保することが必須であって、ダ
イナミックレンジが狭い装置は十分な診断能を発揮でき
ない。また、このダイナミックレンジを広くとろうとす
ると、従来装置では前述した製造コストの問題があっ
た。

【００５８】以上の問題を解決すべく、本発明では前述
のように、パルスドプラモードと連続波ドプラモードの
受信遅延加算回路を分けた。そして、パルスドプラモー
ドのときは、ダイナミックレンジが狭いことに鑑みて、
８ビット程度の比較的低コストのＡ／Ｄ変換器を用いた
第１の受信整相加算回路１５を専用し、連続波ドプラモ
ードのときは、アナログ方式による第２の受信整相加算
回路１８を専用するようにした。

【００５９】このように、連続波ドプラモード専用のア
ナログ方式の受信整相加算回路を併設することで、連続
波受信のための多ビットのＡ／Ｄ変換器の使用を排除で
き、受信回路の回路規模及び部品コストを最小限に止め
ながらも、パルス、連続波の両ドプラモード共に十分な
ダイナミックレンジを確保することができる。したがっ
て、装置全体の製造コストを抑えるとともに、連続波ド
プラモードにおけるミラー像（アーチファクト）を殆ど
排除し且つ受信感度の劣化を防止でき、この結果、Ｓ／
Ｎ比が向上するなど、十分な診断能を発揮させることが
できる。また、受信遅延加算回路の構成も簡素化され
て、より小形になる。一方、パルスドプラモードについ
ては、デジタル方式による遅延加算の信号処理の優位性
を維持できる。

【００６０】さらに、上述した実施例では、診断モード
に応じ、第１、第２の受信整相加算回路１５、１８が相
補的に切り換えられ、選択した診断モードに関与しない
回路の電源はオフ状態に維持される。これにより、連続
波ドプラモード専用の第２の受信整相加算回路１８を併
設したことに伴う消費電力が増加が抑えられ、省エネル
ギ化が図られている。しかも、連続波ドプラモードのと
きは、「ＰＯＷＥＲＯＮＰＷ」信号及び「ＰＯＷＥＲ
ＯＮＣＷ」信号のオン、オフに付勢されて、高圧駆
動パルス発生回路１１及びＣＷ用駆動送信回路１２並び
に電子スイッチ１３もオン、オフするため、上記省電力
化の効果は一層顕著になる。

【００６１】さらに、本実施例の連続波ドプラモード専
用の第２の受信遅延加算回路１８は、各受信チャンネル
と遅延タップとの切換えをマルチプレクサＩＣを用いて
行い、所定範囲のキャリア周波数の各々に対して、高い
量子化精度及び必要な最大遅延時間を確保できる不等間
隔のタップ構成にしている。このため、等間隔のタップ
を引き出す必要は無く、アナログ遅延線２２の周辺回路
構成を小形化でき、装置の簡素化、小形化に繋がる。こ
の利点は、第２の受信遅延加算回路１８にチャンネル毎
にＡ／Ｄ変換器を設けないことにより派生する小形化の
利点と相乗的に作用する。

【００６２】なお、上述した実施例において、プリアン
プによるエコー信号の飽和については触れていないが、
プリアンプはＡ／Ｄ変換器とは異なり、電源電圧や出力
電流を上げることにより、比較的容易に出力振幅を大き
くとることができ、飽和を回避することは容易である。

【００６３】また、この発明に係る連続波ドプラモード
専用のアナログ遅延線のタップ間隔は、上述したように
必ずしも各キャリア信号の１／８周期以下である必要は
無く、量子化を粗くすることに拠るメインビームの広が
りが許容範囲内に収まるものであれば、「１／８周期以
下」以外のものでも差支え無い。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る超音
波診断装置は、非連続波ドプラモード（パルスドプラモ
ード）に対するデジタル方式の受信遅延加算の構成と、
連続波ドプラモードに対するアナログ遅延線に拠るアナ
ログ方式の受信遅延加算の構成とを併設し、モードに応
じて両者を使い分けるようにしたため、デジタル方式、
アナログ方式の長所で互いの補完し合う構成となり、両
モードにおいて受信信号の最適なダイナミックレンジを
得ることができ、とくに、連続波ドプラモードにおける
受信感度の劣化やミラー像などの発生などを排除して、
高画質化及び高診断能化に寄与するとともに、安価で且
つ小規模に形成できる。

【００６５】とくに、アナログ方式の受信遅延加算に用
いる遅延線は、キャリア周波数に応じた最大遅延時間及
び量子化精度で複数タップを不等間隔に引き出すこと
で、必要な遅延時間範囲を特に細かく引き出せばよいか
ら、タップを単に等間隔に引き出す場合に比べて、遅延
線の周辺回路を著しく簡素化できる。

【００６６】またとくに、第１、第２の受信信号処理手
段の電源をモードに応じてオン、オフさせることで、省
電力化を図ることができる。この効果は多チャンネルに
なるほど一層顕著になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例に係る超音波診断装置の受
信遅延加算回路を要部とする部分ブロック図。

【図２】連続波ドプラモード専用の第２の受信整相加算
回路を示すブロック図。

【図３】アナログ方式の遅延線のタップ引出し状況を示
す回路図。

【図４】異なる振動子に対する音路長の違いを説明する
図。

【図５】モード別の必要遅延時間を説明する図。

【図６】連続波ドプラモードでの焦点位置の音場の波形
図。

【図７】パルスドプラモードにおける整相加算回路の動
作状況を説明する図。

【図８】連続波ドプラモードにおける整相加算回路の動
作状況を説明する図。

【図９】モード別のエコー信号のダイナミックレンジを
Ａ／Ｄ変換器のビット数換算で説明するグラフ。

【図１０】送受信間のクロストークを模式的に説明する
図。

【図１１】混変調ミラー成分を計算するためのモデルの
図。

【図１２】波形クリップの例を示す説明図。

【図１３】計算モデルに入力する信号のスペクトルの説
明図。

【図１４】計算モデルから出力する信号のスペクトルの
説明図。

【図１５】混変調ミラー成分の計算結果の一例を示すグ
ラフ。

【図１６】ミラー像が現れたドプラ像の図。

【図１７】ミラー像が無いときのドプラ像の図。

【図１８】従来装置に係るデジタル方式の受信遅延加算
回路の部分ブロック図。

【符号の説明】

１０振動子１１高圧駆動パルス発生回路（第１の送信手段）１２ＣＷ用駆動送信回路（第２の送信手段）１５第１の受信整相加算回路（第１の受信信号処理手
段）１８第２の受信整相加算回路（第２の受信信号処理手
段）２１マルチプレクサ部（信号切換回路）２２アナログ遅延線ＴＧ振動子群ＴＡＰ１〜１６不等間隔のタップ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電気−音響変換可能な複数の振動子と、
この複数の振動子を介して超音波パルス信号を被検体内
に送信する第１の送信手段と、上記被検体からの上記超
音波パルス信号に対応した受信信号を上記複数の振動子
を介して入力し且つその受信信号をデジタル量に変換し
て遅延加算する第１の受信信号処理手段とを備えるとと
もに、上記複数の振動子を介して超音波連続信号を被検
体内に送信する第２の送信手段と、上記被検体からの上
記超音波連続信号に対応した受信信号を上記複数の振動
子を介して入力し且つその受信信号をアナログ量の状態
で遅延加算する第２の受信信号処理手段とを備えたこと
を特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】前記第２の受信信号処理手段は、複数の
タップが引き出され且つその各タップに供給されたアナ
ログ量の電流を加算する遅延線と、前記複数の振動子の
内の連続波ドプラモードに関与する複数チャンネルの受
信信号を切換えて上記複数のタップに供給する信号切換
回路とを備えたことを特徴とする請求項１記載の超音波
診断装置。
【請求項３】前記遅延線の複数のタップは、連続波ド
プラモードで使用する複数のキャリア周波数の各１周期
分の遅延時間を選択可能なタップを含むことを特徴とし
た請求項２記載の超音波診断装置。
【請求項４】前記遅延線の複数のタップは、連続波ド
プラモードで使用する複数のキャリア周波数の各１周期
分の遅延時間及びその遅延時間の夫々に対する所定の量
子化間隔の遅延時間を選択可能なタップのみから成るこ
とを特徴とした請求項２記載の超音波診断装置。
【請求項５】前記遅延線の複数のタップは、遅延時間
が不等間隔に引き出されていることを特徴とした請求項
３又は４記載の超音波診断装置。
【請求項６】前記第１の受信信号処理手段は、非連続
波ドプラモードが指令されたときにのみ電源が起動する
機構を有するとともに、前記第２の受信信号処理手段
は、連続波ドプラモードが指令されたときにのみ電源が
起動する機構を有することを特徴とした請求項１記載の
超音波診断装置。