JP2840865B2 - 受波整相回路 - Google Patents
受波整相回路Info
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- JP2840865B2 JP2840865B2 JP1302154A JP30215489A JP2840865B2 JP 2840865 B2 JP2840865 B2 JP 2840865B2 JP 1302154 A JP1302154 A JP 1302154A JP 30215489 A JP30215489 A JP 30215489A JP 2840865 B2 JP2840865 B2 JP 2840865B2
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- circuit
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Description
本発明は、電子走査型超音波診断装置及び非破壊検査
装置等の超音波装置に用いられる受波整相回路に関す
る。
装置等の超音波装置に用いられる受波整相回路に関す
る。
電子走査型超音波診断装置や非破壊検査装置等の受波
整相回路において、時間と共に利得を可変する（以下、
TGCという）回路を有するものとしては、第13図（特開
昭60−53134、及び特開昭62−224333参照）に示すよう
な構成のものがあった。 同図において、E1〜Enは振動子、G1〜GnはTGC回路、D
1〜Dnは遅延回路、Ｓは加算器である。 例えば、振動子E1で受信されたエコー信号はTGC回路G
1で時間と共に利得が大きくなるように処理れた後、遅
延回路D1で所望する遅延が与えられる。振動子E2〜Enに
接続された他の系でも同様の処理がおこなわれ、加算器
Ｓで各エコー信号を加算することにより、超音波ビーム
が形成される。
整相回路において、時間と共に利得を可変する（以下、
TGCという）回路を有するものとしては、第13図（特開
昭60−53134、及び特開昭62−224333参照）に示すよう
な構成のものがあった。 同図において、E1〜Enは振動子、G1〜GnはTGC回路、D
1〜Dnは遅延回路、Ｓは加算器である。 例えば、振動子E1で受信されたエコー信号はTGC回路G
1で時間と共に利得が大きくなるように処理れた後、遅
延回路D1で所望する遅延が与えられる。振動子E2〜Enに
接続された他の系でも同様の処理がおこなわれ、加算器
Ｓで各エコー信号を加算することにより、超音波ビーム
が形成される。
生体内を進行する超音波信号は、深度と周波数の積に
比例して減衰するため、生体浅部からのエコー信号は振
幅が非常に大きく、また、深部からのエコー信号は振幅
が非常に小さい。例えば、減衰率を0.7dB/cm/MHzとし
て、周波数3.5MHzの超音波信号で20cmの深さまで撮像し
ようとした場合、エコー信号のダイナミックレンジは10
0dB近くにもなる。 上述するようなエコー信号のダイナミックレンジを有
効に利用して高画質の超音波像を得ようとした場合、TG
C回路のダイナミックレンジはエコー信号と同等、ある
いは、少なくともエコー信号と遅延回路のダイナミック
レンジの差以上なければならない。加えて、チャンネル
間での利得バラツキも小さく抑える必要がある。 特に、遅延回路としてサンプル＆ホールド回路を用い
るような場合には、エコー信号と遅延回路のダイナミッ
クレンジの差は50dB以上にもなる。単一回路構成、で所
望するようなダイナミックレンジが大きく、かつ、利得
バラツキが小さいといった性能を得ようとする場合、回
路構成が複雑になり、高価で回路規模が大きいものとな
ってしまう。本発明の目的は、安価で、回路規模の小さ
いTGC回路の構成をもつ受波整相回路を提供することに
ある。
比例して減衰するため、生体浅部からのエコー信号は振
幅が非常に大きく、また、深部からのエコー信号は振幅
が非常に小さい。例えば、減衰率を0.7dB/cm/MHzとし
て、周波数3.5MHzの超音波信号で20cmの深さまで撮像し
ようとした場合、エコー信号のダイナミックレンジは10
0dB近くにもなる。 上述するようなエコー信号のダイナミックレンジを有
効に利用して高画質の超音波像を得ようとした場合、TG
C回路のダイナミックレンジはエコー信号と同等、ある
いは、少なくともエコー信号と遅延回路のダイナミック
レンジの差以上なければならない。加えて、チャンネル
間での利得バラツキも小さく抑える必要がある。 特に、遅延回路としてサンプル＆ホールド回路を用い
るような場合には、エコー信号と遅延回路のダイナミッ
クレンジの差は50dB以上にもなる。単一回路構成、で所
望するようなダイナミックレンジが大きく、かつ、利得
バラツキが小さいといった性能を得ようとする場合、回
路構成が複雑になり、高価で回路規模が大きいものとな
ってしまう。本発明の目的は、安価で、回路規模の小さ
いTGC回路の構成をもつ受波整相回路を提供することに
ある。
価格や回路規模と利得バラツキやダイナミックレンジ
といった性能の関係は、直線的ではなく、クリティカル
なポイントがある。そのポイントを超えない範囲では、
安価で、かつ、回路規模の小さいTGC回路を構成するこ
とができる。 そこで、上述するような問題点を解決する手段とし
て、大振幅である生体浅部からのエコー信号を対象とし
て利得を可変制御する第一のTGC回路と、小振幅の深部
からのエコー信号を主対象として全深度で利得を可変制
御する第二のTGC回路の二つに分けてTGC回路を構成し、
所望するダイナミックレンジが得られるようにした。
といった性能の関係は、直線的ではなく、クリティカル
なポイントがある。そのポイントを超えない範囲では、
安価で、かつ、回路規模の小さいTGC回路を構成するこ
とができる。 そこで、上述するような問題点を解決する手段とし
て、大振幅である生体浅部からのエコー信号を対象とし
て利得を可変制御する第一のTGC回路と、小振幅の深部
からのエコー信号を主対象として全深度で利得を可変制
御する第二のTGC回路の二つに分けてTGC回路を構成し、
所望するダイナミックレンジが得られるようにした。
TGC回路を二つに分けたことにより、各TGC回路は安価
で、かつ、回路規模の小さいものとすることができる。 また、ダイナミックレンジに関しても、振幅の大きい
生体浅部からのエコー信号に対しては第一及び第二のTG
C回路の両方で利得制御を行なうことにより、振幅が十
分に小さくなったエコー信号に対しては第２のTGC回路
のみで利得制御することにより所望する性能を実現でき
る。
で、かつ、回路規模の小さいものとすることができる。 また、ダイナミックレンジに関しても、振幅の大きい
生体浅部からのエコー信号に対しては第一及び第二のTG
C回路の両方で利得制御を行なうことにより、振幅が十
分に小さくなったエコー信号に対しては第２のTGC回路
のみで利得制御することにより所望する性能を実現でき
る。
以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。特
に断りのない記号は同一のものとする。 第１図は、本発明の基本的構成例を示すブロック図で
ある。同図において、E1〜Enは振動子、A1〜Anは第一の
TGC回路、B1〜Bnは第二のTGC回路、D1〜Dnは遅延回路、
Ｓは加算器、TC1は第一のTGC回路のコントローラー、TC
2は第二のTGC回路のコントローラー、VC1は第一のTGC回
路のコントロール信号、VC2は第二のTGC回路のコントロ
ール信号、TGC1は第一のTGC回路群、TGC2は第二のTGC回
路群である。 例えば、振動子E1で受信したエコー信号は、第一のTG
C回路A1及び第二のTGC回路B1を介して時間と共に適当な
利得で増幅され、遅延回路D1に入力される。さらに、遅
延回路D1で信号遅延が行われた後、加算器Ｓに入力され
る。 他のチャンネル（振動子E2〜Enの系）においても、エ
コー信号に同様の処理が行なわれ、加算器Ｓで各エコー
信号を加算して超音波ビームを形成する。 第２図は、第１図のコントロール信号VC1及びVC2につ
いて示したタイムチャートである。 同図において、Tgは超音波信号送信用のトリガ信号、
t1は送信から第一のTGC回路群TGC1での利得可変制御が
終了するまでの時間、t2は送信から第二のTGC回路群TGC
2での利得可変制御が終了するまでの時間、GAはコント
ロール信号VC1によって制御されるTGC回路群TGC1の最大
利得、GBはコントロール信号VC2によって制御されるTGC
回路群TGC2の最大利得、fA（ｔ）及びfB（ｔ）は各コン
トロール信号でコントロールできる利得を時間関数で表
現したものである。超音波信号は、送信用トリガ信号が
０から１に変化する立上り時に送信される。送信が終わ
ると、各振動子ではただちに生体内からの超音波エコー
信号を受信する。第一のTGC回路は、大振幅のエコー信
号が到来する送信から時間t1の期間だけ利得を可変制御
し、利得関数fA（ｔ）に従い０（dB）からGA（dB）まで
利得を変化する。また、第二のTGC回路は、送信から次
の送信までの時間t2の期間に渡って利得を可変制御し、
利得関数fB（ｔ）に従い０（dB）からGB（dB）まで利得
を変化する。 この結果、第一と第二のTGC回路の総合的なダイナミ
ックレンジはGA＋GBとなり、この範囲でエコー信号の利
得制御ができる。 なお、上述の説明においては、利得可変範囲を０から
正の利得としたが、本発明はこれに限定されるのではな
く、負の利得から正の利得、あるいは、０から負の利得
の範囲で可変してもよいことはいうまでもない。 第３図は、第一のTGC回路を、利得一定の増幅器と、
時間と共に信号の減衰率を可変する減衰器で構成した場
合について示したものである。 同図において、A1-1は時間と共に信号の減衰率を可変
する減衰器、A1-2は利得一定の増幅器である。 利得一定型の増幅器は、利得可変型の増幅器に比較し
て発振しにくく、部品点数も少なく構成できる。また、
減衰器も、例えば、抵抗分圧で減衰させるようなもので
もよい。したがって、第３図のような構成によれば、簡
単な回路で、かつ、安定な動作をするものが容易にでき
る。ここで、減衰器A1-1と増幅器A1-2の順序を入れ替え
ても何ら問題はない。 第４図は、第３図の回路構成における各増幅器の利得
変化の一例について示したタイムチャートであり、縦軸
は利得、GAは利得一定の増幅器A1-2の最大利得である。
同図において、減衰器A1-1の減衰量の時間関数を−（GA
−fA（ｔ））とすれば、第２図で示した利得関数f
A（ｔ）が得られる。 なお、この図では、第一のTGC回路について説明した
が、第二のTGC回路にこれを適用してもよいことはいう
までもない。 第５図は、コントロール信号VC1がコントロール信号V
C2に従属的である場合の回路構成について示した一例で
ある。 同図において、HPFはハイパスフィルタ、AMPはアンプ
であり、コントロール信号VC1はコントロール信号VC2を
ハイパスフィルタHPFを介してアンプAMPで適当に増幅す
ることによって作られる。 このような構成にすれば、コントローラTC1はコンデ
ンサ、抵抗、トランジスタといった安価な部品で、か
つ、簡単な回路にて構成することができる。 通常、リニア型やコンベックス型の超音波診断装置で
は、超音波ビームのフォーカス点が遠くなるに従いビー
ムを形成する振動子数を増加させていく、いわゆる可変
口径という手法で撮像を行っている。そのため、超音波
像の浅部部分、言い替えれば、超音波の送信からしばら
くの間、全口径を使わずに小口径で撮像を行なってい
る。 そのため、リニア型やコンベックス型の超音波診断装
置においては、生体浅部のエコー信号の利得可変を目的
としている第一のTGC回路を各チャンネルに持たなくて
もよい。 第６図は、生体内の浅部撮像において使用されない振
動子について、第一のTGC回路を省略した構成について
示したものであり、E1，E2，En-1，Enが浅部の撮像で使
われない振動子である。 本発明によれば、このような場合大きなメリットがあ
り、TGC回路の不必要な性能を排除し、安価に回路を構
成できる。 第７図は、超音波周波数によって第一のTGC回路を切
り換える構成について示したものである。同図におい
て、SW1及びSW2は連動式切り換えスイッチ、A1aは低周
波超音波用のTGC回路、A1bは高周波超音波用のTGC回路
であり、TGC回路A1a及びA1bの利得可変範囲は扱う超音
波信号の周波数に応じて各々設定する。 例えば、3.5MHz程度の比較的減衰が少ない超音波信号
の場合には、スイッチSW1及びSW2をTGC回路A1a側に接続
して信号処理を行なう。そして、7.5MHz程度以上の減衰
の大きい超音波信号の場合には、スイッチSW1及びSW2を
TGC回路A1b側に接続して信号処理を行なう。 仮に、7.5MHz程度以上の減衰の大きい高周波超音波信
号で、利得を可変しても信号よりノイズの方がかえって
目立つような場合には、利得一定のTGC回路としてもよ
い。また、TGC回路A1bよりも以前にすでに増幅器がある
場合には、単にスイッチSW1及びSW2間を短絡してもよ
い。 往々にして、振動子を励振するための信号が超音波送
信直後のエコー信号に漏れ込み、それが受信系のダイナ
ミックレンジを決める主因となり、それを排除すれば第
二のTGC回路のみでもエコー信号の利得調整が十分行な
える場合がある。 第８図は、上述するような場合に有効な回路構成であ
り、第一のTGC回路のかわりにある周波数帯域の信号の
みを通過させるバンドパスフィルタBPFを設けたもので
ある。 一般には、振動子を励振するための信号の周波数は超
音波エコー信号の周波数に比較して低い。したがって、
第８図のバンドパスフィルタは、エコー信号の帯域を通
過させるハイパスフィルタとしてもよい。 通過させるエコー信号の周波数によって、その特性を
可変する場合には、第７図のようにスイッチで各BPFを
切り換える構成としてもよい。 第９図、第10図及び第11図は、第３図で示す減衰器A
1-1の具体的な構成を示す一実施例である。 各図において、DO1及びDO2はバリキャップダイオー
ド、R1，R2,Rは抵抗、Ｃは直流成分を排除するためのコ
ンデンサ、VB1及びVB2はバリキャップダイオードのバイ
アス電圧である。 各図のような構成の場合、一般にout端子からは、in
端子から入力されたエコー信号とコントロール信号VC1
が出力されるとになる。通常、超音波診断装置において
は、コントロール信号VC1と超音波エコー信号の周波数
ｆは100倍以上も異なる。コンデンサＣの値を適当に選
べば、インピーダンス1/（２πfC）と、それに接続され
ている系のインピーダンスの関係から、コントロール信
号VC1は十分に減衰されるが超音波エコー信号は減衰さ
れないようにすることができる。 したがって、第９図の構成おいて、抵抗R1の値をバリ
キャップダイオードDO1及びDO2の最大インピーダンスに
比較して無視できる程度にしておけば、利得はほぼバリ
キャップダイオードDO1とDO2のインピーダンス比によっ
て決まる。 第10図の構成においては、抵抗R1を抵抗R2に比較して
大きな値にしておけば、利得は抵抗R2とバリキャップダ
イオードDO1のインピーダンスとの比によって決まる。 第11図の構成においては、抵抗R2とバリキャップダイ
オードDO1のインピーダンスとの比によって利得が決ま
る。 バリキャップダイオードに容量変化比が大きく、かつ
直線性がよいものを使用すれば、このような簡易な回路
構成であっても、数（dB）あるいは数十（dB）のダイナ
ミックレンジを有するTGC回路を構成することができ
る。 例えば、第９図の構成において、バリキャップダイオ
ードDO1とDO2に、容量が各々20（pF）〜400（pF）程度
まで直線性よく変化するものを使用した場合、抵抗Ｒの
影響を無視すれば、ダイナミックレンジ−26（dB）程度
のTGC回路ができる。 また、各チャンネル間での容量バラツキを数（％）程
度にすれば、利得バラツキが超音波ビームに及ぼす影響
はほとんど無視できる。 仮に、各チャンネル間での容量バラツキが大きい場合
には、第12図に示すように自己補正がなされるような回
路構成にすればよい。 第12図において、１は第９図〜第11図に示すようなTG
C回路、２はコントロール信号補正器、Sigは各チャンネ
ル共通の基準信号、VC′は信号補正器で補正された後の
コントロール信号である。 このような構成では、同一性能を持つ部品で構成され
たTGC回路１を二つ持ち、一方をエコー信号が通過する
系に、もう一方を基準信号Sigが通過する系に使用す
る。 例えば、後者の系では、エコー信号と同程度の周波数
である基準信号SigをTGC回路１を介してコントロール信
号補正器２に入力する。コントルール信号補正器２で
は、基準信号Sigの変化からTGC回路１の利得を検出し、
TGC回路１の利得が所望する値となるように元々のコン
トロール信号VC1をコントロールする。その結果とし
て、新たなコントロール信号VC′を出力し、このVC′に
よりTGC回路１をコントロールする。このように、常にT
GC回路１では自己補正が加えられるので、in端子から入
力されたエコー信号は、所望する利得で増幅されout端
子から出力される。したがって、各チャンネル間で同一
の利得を得るとができる。第14図は、サンプル＆ホール
ド回路の一例について示したものであり、SW3はスイッ
チ、３はアンプ、Ｃはコンデンサである。 サンプル＆ホールド回路では、スイッチSW3がONされ
たときに、コンデンサＣに電荷を導きデータをサンプリ
ングし、スイッチSW3がOFFされたときにコンデンサＣに
蓄えられた電荷をアンプ３を介して外部に導き、データ
をホールド出力する。 第１図で示すような遅延手段D1〜Dnに、このようなサ
ンプリング遅延手段を用いる場合、そのダイナミックレ
ンジはエコー信号のダイナミックレンジに比較して小さ
く、かつ、サンプリング遅延手段のダイナミックレンジ
を常時フルに使用するためには前段にダイナミックレン
ジの大きいTGC回路を置く必要がある。 本発明を用いれば、上述するような場合に特に有効で
あり、安価、かつ、回路規模の小さいTGC回路を構成す
ることができる。 以上、本発明の実施例説明においては、TGC回路を二
段階構成として説明したが、本発明はこれに限定される
ものではなく、三段構成、あるいはそれ以上の段数で構
成する場合でもよいことはいうまでもない。 また、各TGC回路のコントルールは、TGC回路群に対し
て一つのコントローラーで行われていたが、各々独立
に、あるいは、複数の回路を一つのグループとしてコン
トロールしてもよい。 また、コントローラーが一つでも、各チャンネルで異
なるTGC特性に予め設定しておけば、同様な効果が得ら
れる。 上述のような構成にすれば、超音波ビームの重み付け
回路としても有効に使用できる。
に断りのない記号は同一のものとする。 第１図は、本発明の基本的構成例を示すブロック図で
ある。同図において、E1〜Enは振動子、A1〜Anは第一の
TGC回路、B1〜Bnは第二のTGC回路、D1〜Dnは遅延回路、
Ｓは加算器、TC1は第一のTGC回路のコントローラー、TC
2は第二のTGC回路のコントローラー、VC1は第一のTGC回
路のコントロール信号、VC2は第二のTGC回路のコントロ
ール信号、TGC1は第一のTGC回路群、TGC2は第二のTGC回
路群である。 例えば、振動子E1で受信したエコー信号は、第一のTG
C回路A1及び第二のTGC回路B1を介して時間と共に適当な
利得で増幅され、遅延回路D1に入力される。さらに、遅
延回路D1で信号遅延が行われた後、加算器Ｓに入力され
る。 他のチャンネル（振動子E2〜Enの系）においても、エ
コー信号に同様の処理が行なわれ、加算器Ｓで各エコー
信号を加算して超音波ビームを形成する。 第２図は、第１図のコントロール信号VC1及びVC2につ
いて示したタイムチャートである。 同図において、Tgは超音波信号送信用のトリガ信号、
t1は送信から第一のTGC回路群TGC1での利得可変制御が
終了するまでの時間、t2は送信から第二のTGC回路群TGC
2での利得可変制御が終了するまでの時間、GAはコント
ロール信号VC1によって制御されるTGC回路群TGC1の最大
利得、GBはコントロール信号VC2によって制御されるTGC
回路群TGC2の最大利得、fA（ｔ）及びfB（ｔ）は各コン
トロール信号でコントロールできる利得を時間関数で表
現したものである。超音波信号は、送信用トリガ信号が
０から１に変化する立上り時に送信される。送信が終わ
ると、各振動子ではただちに生体内からの超音波エコー
信号を受信する。第一のTGC回路は、大振幅のエコー信
号が到来する送信から時間t1の期間だけ利得を可変制御
し、利得関数fA（ｔ）に従い０（dB）からGA（dB）まで
利得を変化する。また、第二のTGC回路は、送信から次
の送信までの時間t2の期間に渡って利得を可変制御し、
利得関数fB（ｔ）に従い０（dB）からGB（dB）まで利得
を変化する。 この結果、第一と第二のTGC回路の総合的なダイナミ
ックレンジはGA＋GBとなり、この範囲でエコー信号の利
得制御ができる。 なお、上述の説明においては、利得可変範囲を０から
正の利得としたが、本発明はこれに限定されるのではな
く、負の利得から正の利得、あるいは、０から負の利得
の範囲で可変してもよいことはいうまでもない。 第３図は、第一のTGC回路を、利得一定の増幅器と、
時間と共に信号の減衰率を可変する減衰器で構成した場
合について示したものである。 同図において、A1-1は時間と共に信号の減衰率を可変
する減衰器、A1-2は利得一定の増幅器である。 利得一定型の増幅器は、利得可変型の増幅器に比較し
て発振しにくく、部品点数も少なく構成できる。また、
減衰器も、例えば、抵抗分圧で減衰させるようなもので
もよい。したがって、第３図のような構成によれば、簡
単な回路で、かつ、安定な動作をするものが容易にでき
る。ここで、減衰器A1-1と増幅器A1-2の順序を入れ替え
ても何ら問題はない。 第４図は、第３図の回路構成における各増幅器の利得
変化の一例について示したタイムチャートであり、縦軸
は利得、GAは利得一定の増幅器A1-2の最大利得である。
同図において、減衰器A1-1の減衰量の時間関数を−（GA
−fA（ｔ））とすれば、第２図で示した利得関数f
A（ｔ）が得られる。 なお、この図では、第一のTGC回路について説明した
が、第二のTGC回路にこれを適用してもよいことはいう
までもない。 第５図は、コントロール信号VC1がコントロール信号V
C2に従属的である場合の回路構成について示した一例で
ある。 同図において、HPFはハイパスフィルタ、AMPはアンプ
であり、コントロール信号VC1はコントロール信号VC2を
ハイパスフィルタHPFを介してアンプAMPで適当に増幅す
ることによって作られる。 このような構成にすれば、コントローラTC1はコンデ
ンサ、抵抗、トランジスタといった安価な部品で、か
つ、簡単な回路にて構成することができる。 通常、リニア型やコンベックス型の超音波診断装置で
は、超音波ビームのフォーカス点が遠くなるに従いビー
ムを形成する振動子数を増加させていく、いわゆる可変
口径という手法で撮像を行っている。そのため、超音波
像の浅部部分、言い替えれば、超音波の送信からしばら
くの間、全口径を使わずに小口径で撮像を行なってい
る。 そのため、リニア型やコンベックス型の超音波診断装
置においては、生体浅部のエコー信号の利得可変を目的
としている第一のTGC回路を各チャンネルに持たなくて
もよい。 第６図は、生体内の浅部撮像において使用されない振
動子について、第一のTGC回路を省略した構成について
示したものであり、E1，E2，En-1，Enが浅部の撮像で使
われない振動子である。 本発明によれば、このような場合大きなメリットがあ
り、TGC回路の不必要な性能を排除し、安価に回路を構
成できる。 第７図は、超音波周波数によって第一のTGC回路を切
り換える構成について示したものである。同図におい
て、SW1及びSW2は連動式切り換えスイッチ、A1aは低周
波超音波用のTGC回路、A1bは高周波超音波用のTGC回路
であり、TGC回路A1a及びA1bの利得可変範囲は扱う超音
波信号の周波数に応じて各々設定する。 例えば、3.5MHz程度の比較的減衰が少ない超音波信号
の場合には、スイッチSW1及びSW2をTGC回路A1a側に接続
して信号処理を行なう。そして、7.5MHz程度以上の減衰
の大きい超音波信号の場合には、スイッチSW1及びSW2を
TGC回路A1b側に接続して信号処理を行なう。 仮に、7.5MHz程度以上の減衰の大きい高周波超音波信
号で、利得を可変しても信号よりノイズの方がかえって
目立つような場合には、利得一定のTGC回路としてもよ
い。また、TGC回路A1bよりも以前にすでに増幅器がある
場合には、単にスイッチSW1及びSW2間を短絡してもよ
い。 往々にして、振動子を励振するための信号が超音波送
信直後のエコー信号に漏れ込み、それが受信系のダイナ
ミックレンジを決める主因となり、それを排除すれば第
二のTGC回路のみでもエコー信号の利得調整が十分行な
える場合がある。 第８図は、上述するような場合に有効な回路構成であ
り、第一のTGC回路のかわりにある周波数帯域の信号の
みを通過させるバンドパスフィルタBPFを設けたもので
ある。 一般には、振動子を励振するための信号の周波数は超
音波エコー信号の周波数に比較して低い。したがって、
第８図のバンドパスフィルタは、エコー信号の帯域を通
過させるハイパスフィルタとしてもよい。 通過させるエコー信号の周波数によって、その特性を
可変する場合には、第７図のようにスイッチで各BPFを
切り換える構成としてもよい。 第９図、第10図及び第11図は、第３図で示す減衰器A
1-1の具体的な構成を示す一実施例である。 各図において、DO1及びDO2はバリキャップダイオー
ド、R1，R2,Rは抵抗、Ｃは直流成分を排除するためのコ
ンデンサ、VB1及びVB2はバリキャップダイオードのバイ
アス電圧である。 各図のような構成の場合、一般にout端子からは、in
端子から入力されたエコー信号とコントロール信号VC1
が出力されるとになる。通常、超音波診断装置において
は、コントロール信号VC1と超音波エコー信号の周波数
ｆは100倍以上も異なる。コンデンサＣの値を適当に選
べば、インピーダンス1/（２πfC）と、それに接続され
ている系のインピーダンスの関係から、コントロール信
号VC1は十分に減衰されるが超音波エコー信号は減衰さ
れないようにすることができる。 したがって、第９図の構成おいて、抵抗R1の値をバリ
キャップダイオードDO1及びDO2の最大インピーダンスに
比較して無視できる程度にしておけば、利得はほぼバリ
キャップダイオードDO1とDO2のインピーダンス比によっ
て決まる。 第10図の構成においては、抵抗R1を抵抗R2に比較して
大きな値にしておけば、利得は抵抗R2とバリキャップダ
イオードDO1のインピーダンスとの比によって決まる。 第11図の構成においては、抵抗R2とバリキャップダイ
オードDO1のインピーダンスとの比によって利得が決ま
る。 バリキャップダイオードに容量変化比が大きく、かつ
直線性がよいものを使用すれば、このような簡易な回路
構成であっても、数（dB）あるいは数十（dB）のダイナ
ミックレンジを有するTGC回路を構成することができ
る。 例えば、第９図の構成において、バリキャップダイオ
ードDO1とDO2に、容量が各々20（pF）〜400（pF）程度
まで直線性よく変化するものを使用した場合、抵抗Ｒの
影響を無視すれば、ダイナミックレンジ−26（dB）程度
のTGC回路ができる。 また、各チャンネル間での容量バラツキを数（％）程
度にすれば、利得バラツキが超音波ビームに及ぼす影響
はほとんど無視できる。 仮に、各チャンネル間での容量バラツキが大きい場合
には、第12図に示すように自己補正がなされるような回
路構成にすればよい。 第12図において、１は第９図〜第11図に示すようなTG
C回路、２はコントロール信号補正器、Sigは各チャンネ
ル共通の基準信号、VC′は信号補正器で補正された後の
コントロール信号である。 このような構成では、同一性能を持つ部品で構成され
たTGC回路１を二つ持ち、一方をエコー信号が通過する
系に、もう一方を基準信号Sigが通過する系に使用す
る。 例えば、後者の系では、エコー信号と同程度の周波数
である基準信号SigをTGC回路１を介してコントロール信
号補正器２に入力する。コントルール信号補正器２で
は、基準信号Sigの変化からTGC回路１の利得を検出し、
TGC回路１の利得が所望する値となるように元々のコン
トロール信号VC1をコントロールする。その結果とし
て、新たなコントロール信号VC′を出力し、このVC′に
よりTGC回路１をコントロールする。このように、常にT
GC回路１では自己補正が加えられるので、in端子から入
力されたエコー信号は、所望する利得で増幅されout端
子から出力される。したがって、各チャンネル間で同一
の利得を得るとができる。第14図は、サンプル＆ホール
ド回路の一例について示したものであり、SW3はスイッ
チ、３はアンプ、Ｃはコンデンサである。 サンプル＆ホールド回路では、スイッチSW3がONされ
たときに、コンデンサＣに電荷を導きデータをサンプリ
ングし、スイッチSW3がOFFされたときにコンデンサＣに
蓄えられた電荷をアンプ３を介して外部に導き、データ
をホールド出力する。 第１図で示すような遅延手段D1〜Dnに、このようなサ
ンプリング遅延手段を用いる場合、そのダイナミックレ
ンジはエコー信号のダイナミックレンジに比較して小さ
く、かつ、サンプリング遅延手段のダイナミックレンジ
を常時フルに使用するためには前段にダイナミックレン
ジの大きいTGC回路を置く必要がある。 本発明を用いれば、上述するような場合に特に有効で
あり、安価、かつ、回路規模の小さいTGC回路を構成す
ることができる。 以上、本発明の実施例説明においては、TGC回路を二
段階構成として説明したが、本発明はこれに限定される
ものではなく、三段構成、あるいはそれ以上の段数で構
成する場合でもよいことはいうまでもない。 また、各TGC回路のコントルールは、TGC回路群に対し
て一つのコントローラーで行われていたが、各々独立
に、あるいは、複数の回路を一つのグループとしてコン
トロールしてもよい。 また、コントローラーが一つでも、各チャンネルで異
なるTGC特性に予め設定しておけば、同様な効果が得ら
れる。 上述のような構成にすれば、超音波ビームの重み付け
回路としても有効に使用できる。
第１図は本発明の一実施例の受波整相回路のブロック
図、第２図は第１図のTGC回路をコントロールする信号
のタイムチャート、第３図は本発明の一実施例のTGC回
路のブロック図、第４図は第３図のTGC回路をコントロ
ールする信号のタイムチャート、第５図はコントロール
信号発生回路の系を示すブロック図、第６図は本発明の
他の実施例の受波整相回路のブロック図図、第７図はTG
C回路を切り換える構成とした本発明の一実施例を示す
ブロック図、第８図は第２のTGC回路をBPFにより構成し
た実施例を示すブロック図、第９図ないし第11図は本発
明の実施例のTGC回路の構成例を示す回路図、第12図は
本発明の実施例のTGC回路の制御系を示すブロック図、
第13図は従来例になる受波整相回路を示すブロック図、
第14図は本発明の実施に用いて好適なサンプリング遅延
手段の一例を示す回路図である。 符号の説明 E1〜En……振動子、A1〜An……第一のTGC回路、B1〜Bn
……第二のTGC回路、D1〜Dn……遅延回路、Ｓ……加算
器、TC1……第一のTGC回路のコントローラー、TC2……
第二のTGC回路のコントローラー、VC1……第一のTGC回
路のコントロール信号、VC2……第二のTGC回路のコント
ロール信号、TGC1……第一のTGC回路群、TGC2……第二
のTGC回路群、DO1及びDO2……バリキャップダイオー
ド、R1，R2,R……抵抗、Ｃ……コンデンサ、VB1及びVB2
……バリキャップダイオードのバイアス電圧
図、第２図は第１図のTGC回路をコントロールする信号
のタイムチャート、第３図は本発明の一実施例のTGC回
路のブロック図、第４図は第３図のTGC回路をコントロ
ールする信号のタイムチャート、第５図はコントロール
信号発生回路の系を示すブロック図、第６図は本発明の
他の実施例の受波整相回路のブロック図図、第７図はTG
C回路を切り換える構成とした本発明の一実施例を示す
ブロック図、第８図は第２のTGC回路をBPFにより構成し
た実施例を示すブロック図、第９図ないし第11図は本発
明の実施例のTGC回路の構成例を示す回路図、第12図は
本発明の実施例のTGC回路の制御系を示すブロック図、
第13図は従来例になる受波整相回路を示すブロック図、
第14図は本発明の実施に用いて好適なサンプリング遅延
手段の一例を示す回路図である。 符号の説明 E1〜En……振動子、A1〜An……第一のTGC回路、B1〜Bn
……第二のTGC回路、D1〜Dn……遅延回路、Ｓ……加算
器、TC1……第一のTGC回路のコントローラー、TC2……
第二のTGC回路のコントローラー、VC1……第一のTGC回
路のコントロール信号、VC2……第二のTGC回路のコント
ロール信号、TGC1……第一のTGC回路群、TGC2……第二
のTGC回路群、DO1及びDO2……バリキャップダイオー
ド、R1，R2,R……抵抗、Ｃ……コンデンサ、VB1及びVB2
……バリキャップダイオードのバイアス電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 片倉 景義 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (56)参考文献 特開 昭54−128188（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) A61B 8/00 G01N 29/22
Claims (5)
- 【請求項１】アレイ型探触子を構成する各振動子により
受信するエコー信号の位相を遅延制御して超音波ビーム
を形成し、生体の超音波像を得る超音波装置の受波整相
回路において、前記生体の浅部からの前記エコー信号を
時間とともに利得を可変制御して増幅する第１の増幅手
段と、前記生体の全深度からの前記エコー信号を時間と
ともに利得を可変制御して増幅する第２の増幅手段と、
前記エコー信号の遅延を行なう遅延手段と、前記第１の
増幅手段を制御する第１の制御手段と、前記第２の増幅
手段を制御する第２の制御手段と、前記各遅延手段の出
力を加算する手段とを具備し、前記第１の増幅手段は、
利得一定の増幅手段と、時間とともに前記エコー信号の
減衰を少なくする可変減衰手段とを有することを特徴と
する受波整相回路。 - 【請求項２】アレイ型探触子を構成する各振動子により
受信するエコー信号の位相を遅延制御して超音波ビーム
を形成し、生体の超音波像を得る超音波装置の受波整相
回路において、前記生体の浅部からの前記エコー信号を
時間とともに利得を可変制御して増幅する第１の増幅手
段と、前記生体の全深度からの前記エコー信号を時間と
ともに利得を可変制御して増幅する第２の増幅手段と、
前記エコー信号の遅延を行なう遅延手段と、前記第１の
増幅手段を制御する第１の制御手段と、前記第２の増幅
手段を制御する第２の制御手段と、前記各遅延手段の出
力を加算する手段とを具備し、前記第２の増幅手段は、
利得一定の増幅手段と、時間とともに前記エコー信号の
減衰を少なくする可変減衰手段とを有することを特徴と
する受波整相回路。 - 【請求項３】アレイ型探触子を構成する各振動子により
受信するエコー信号の位相を遅延制御して超音波ビーム
を形成し、生体の超音波像を得る超音波装置の受波整相
回路において、前記生体の浅部からの前記エコー信号を
時間とともに利得を可変制御して増幅する第１の増幅手
段と、前記生体の全深度からの前記エコー信号を時間と
ともに利得を可変制御して増幅する第２の増幅手段と、
前記エコー信号の遅延を行なう遅延手段と、前記第１の
増幅手段を制御する第１の制御手段と、前記第２の増幅
手段を制御する第２の制御手段と、前記各遅延手段の出
力を加算する手段とを具備し、前記第１の制御手段によ
る制御信号が、前記第２の制御手段による制御信号に基
づいて生成されることを特徴とする受波整相回路。 - 【請求項４】アレイ型探触子を構成する各振動子により
受信するエコー信号の位相を遅延制御して超音波ビーム
を形成し、生体の超音波像を得る超音波装置の受波整相
回路において、前記生体の浅部からの前記エコー信号を
時間とともに利得を可変制御して増幅する第１の増幅手
段と、前記生体の全深度からの前記エコー信号を時間と
ともに利得を可変制御して増幅する第２の増幅手段と、
前記エコー信号の遅延を行なう遅延手段と、前記第１の
増幅手段を制御する第１の制御手段と、前記第２の増幅
手段を制御する第２の制御手段と、前記各遅延手段の出
力を加算する手段とを具備し、前記第２の制御手段によ
る制御信号をハイパスフイルタを介して増幅して、前記
第１の制御手段による制御信号が、生成されることを特
徴とする受波整相回路。 - 【請求項５】アレイ型探触子を構成する各振動子により
受信するエコー信号の位相を遅延制御して超音波ビーム
を形成し、生体の超音波像を得る超音波装置の受波整相
回路において、前記生体の浅部からの前記エコー信号を
時間とともに利得を可変制御して増幅する第１の増幅手
段と、前記生体の全深度からの前記エコー信号を時間と
ともに利得を可変制御して増幅する第２の増幅手段と、
前記エコー信号の遅延を行なう遅延手段と、前記第１の
増幅手段を制御する第１の制御手段と、前記第２の増幅
手段を制御する第２の制御手段と、前記各遅延手段の出
力を加算する手段とを具備し、前記第１の増幅手段は、
前記エコー信号の周波数に応じて設定される利得可変範
囲をもつ複数の増幅手段と、前記複数の増幅手段の中の
１つの増幅手段を選択する手段とを有することを特徴と
する受波整相回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1302154A JP2840865B2 (ja) | 1989-11-22 | 1989-11-22 | 受波整相回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1302154A JP2840865B2 (ja) | 1989-11-22 | 1989-11-22 | 受波整相回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03162835A JPH03162835A (ja) | 1991-07-12 |
| JP2840865B2 true JP2840865B2 (ja) | 1998-12-24 |
Family
ID=17905563
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1302154A Expired - Lifetime JP2840865B2 (ja) | 1989-11-22 | 1989-11-22 | 受波整相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2840865B2 (ja) |
-
1989
- 1989-11-22 JP JP1302154A patent/JP2840865B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03162835A (ja) | 1991-07-12 |
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