JPH0246177A - 一石式トランジスタインバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、一方式トランジスタインバータに関するもの
である。

従来、電子写真複写機の帯電、除重用などとして使用さ
れる高圧電源の一例として′、第１図に示すような半導
体化された一石式トランジスタインバータがある。すな
わち、入力電圧ＶＩＮを印加することにより、ベース抵
抗Ｒ，，Ｒ，、ベース巻線Ｎｓ、スイッチングトランジ
スタＴｒのベース、エミッタを通ってスイッチングトラ
ンジスタＴｒにベース電流が流れる。これにより、入力
電圧ＶＩＮが一次巻線Ｎ、に印加され、インバータトラ
ンスＴの各巻線Ｎｏ、Ｎ、　　Ｎ、には図示の如き極性
（ドツトで示す）に電圧が印加されることになるが、ベ
ース巻線ＮＢはスイッチングトランジスタＴｒのベース
を励起し、このスイッチングトランジスタＴｒ’を瞬間
的にＯＮさせることになる。

すると、このベース巻線ＮＢの電圧はスイッチングトラ
ンジスタＴｒのベースに接続されたコンデンサＣ５を図
示極性に充電してスイッチングトランジスタＴｒのベー
ス電圧を低下させ、遂にはスイッチングトランジスタＴ
ｒをＯＦＦさせる。このＯＦＦ後にコンデンサＣ１の電
圧はベース抵抗Ｒ３により放電されて次第に図示極性と
は逆極性に なる電圧に充電され、この電圧が上昇しスイッチングト
ランジスタＴｒのベース電圧となるとスイッチングトラ
ンジスタＴｒが再びＯＮする。このようなサイクルで発
振を持続するものであり、このスイッチングトランジス
タＴｒの自励発振に基づき２０ＫＨｚ前後の高周波交流
を昇圧しダイオードＤ２で整流しコンデンサＣ５で平滑
して、出力電圧Ｖ　ＯＵＴとして高圧出力を得ているも
のである。ここで、スイッチングトランジスタＴｒのコ
レクターエミッタ間電圧ＶＣＥ、コレクタ電流Ｉｃ、ベ
ース−エミッタ間電圧Ｖ［３Ｅの発振波形は第２図に示
すようになる。この場合、一次巻線Ｎ　ｌ　’には二次
巻線Ｎ２の巻線間浮遊容量Ｃｏが一次側に換算された値
として並列に入っているため、電圧ＶＣＥはその高周波
成分がコンデンサＣｏで吸収されて正弦波状となってい
る。また、同図（ｂ）にて示すし１がＯＦＦ時間、ｔ２
がＯＮ時間である。

このような動作によって発生する出力電圧ＶＯＵＴを入
力電圧変動や負荷変動に対し常に安定させるため、従来
は直列制御定電圧電源ＲＥＧを電源ラインに接続し、イ
ンバータトランスＴの二次巻線Ｎ２と同一磁気回路に巻
回された帰還巻線Ｎｆによって、入力端子や負荷の変動
に基づく出力電圧の変動を検出し、ダイオードＤ１、コ
ンデンサＣ４で平滑直流に変換し、保護抵抗Ｒ１を通し
て直列制御定電圧電源ＲＥＧに負帰還してインバータの
入力端子を制御し、出力電圧の安定化を図っているもの
である。ここで、可変抵抗ＶＲは出力電圧調整用のもの
である。ところが、この方式の場合、直列制御定電圧電
源ＲＥＧが入力電圧を制御しているため効率が悪く、ま
た、直列制御定電圧電源ＲＥＧ自身の発熱が大きいもの
である。

すなわち、直列制御定電圧電源ＲＥＧは設定値に対する
出力電圧の変化をすべて直列制御定電圧電源ＲＥＧ自身
が吸収し、これが直列制御定電圧電源ＲＥＧの電圧降下
となり、入力電流との積はすべて熱となり、その放熱の
ためのコストが上昇し装置が大型化するものである。ま
た、人出力変換効率ηも低く、出ノＪ容量が５Ｗ程度の
装置では効率ηがせいぜい３５％であったものである。

本発明は、このような点に鑑みなされたもので、入出力
変換効率の向上を図り直列制御定電圧電源の発熱の減少
を図りつつ出力電圧を安定化させることができる一石式
トランジスタインバータを得ることを目的とするもので
ある。

本発明の一実施例を第３図ないし第６図に基づいて説明
する。第１図および第２図で示した部分と同一部分は同
一符号を用い説明も省略する。本実施例は、インバータ
の発振動作自体は従来と同じであるが、スイッチングト
ランジスタＴｒのベース抵抗Ｒ３を介して直列制御定電
圧電源ＲＥＧを直接接続し、スイッチングトランジスタ
Ｔｒのベース電流Ｉｎを制御して、常に能動領域内で動
作させるようにしたものである。

すなわち、第４図はエミッタ接地トランジスタのＶｃＥ
−Ｉｃ出力特性を示すものであるが、通常のトランジス
タのスイッチングはＯＮ時の電圧ＶＣＥを低下させる目
的からベース電流ＩＢはオーバードライブにし、コレク
タ電流Ｉｃと直流電流増幅率ｈＦＥとの比Ｉｃ／ｈｐｃ
よりも多くなるように設計されており、トランジスタで
動作する自励インバータも同様に設計されているもので
あり、具体的には第４図中に示す飽和曲線Ａで動作させ
ているものである。これによれば、スイッチングトラン
ジスタＴｒがＯＮしている場合、ベース電流ＩＢがオー
バードライブのため、装置自体が出力を発生させ供給す
るために要求されるコレクタ電流以上のコレクタ電流が
流れることになる。この電流は、スイッチング回路のイ
ンピーダンスによって左右されるが、オーバードライブ
にしだ場合には必ず流れる増分コレクタ電流Ｉｃ’があ
り、この′正流Ｉｃ’は出力側に供給される要因とはな
らず、人出力変換効率ηを低下させるだけのものである
。つまり、第３図においてスイッチングトランジスタＴ
ｒを飽和曲線Ａ上で動作させることは、第５図に示す電
圧ＶＣＥの波形中のＯＮ時間ｔ２を変えることになる。

このようにＯＮ時間Ｌ２を変えれば出力電圧Ｖ　０ＬＩ
Ｔが であることから出力電圧Ｖ　ＯＵＴも変わるが、出力が
直流変換されるので、ＯＮ時間ｔ２を変えても電圧ＶＣ
Ｅのゼロ−ピーク値は変わらず、ＯＮ時間し２に対して
出力がリニアな変化とならず、出力変化分を負帰還して
も一定出力が得られないものである。

このようなことから、本実施例ではスイッチングトラン
ジスタＴｒに加えるベース電流ＩＢを直列制御定電圧電
源ＲＥＧによって直接制御し、かつ、その制御が必ずス
イッチングトランジスタＴｒの能動領域内で行なわれる
よう第４図に示す直線Ｂ上にて動作させるようにしたも
のである。

すな・わち、直列制御定電圧電源ＲＥＧでベース電流Ｉ
Ｂを変化させ、スイッチングトランジスタＴｒのＯＮ時
の電圧ＶＣＥを変化させる。これは、入力端子ＶＩＮの
電圧ＶＮ、とＶ（：Ｅとの分配を変えて、電圧ＶＮ、を
減らし電圧ＶＣＥを増加させることであり、Ｖ　ＩＮ＝
　ＶＮ、　＋ＶｅＥ＝一定の関係にあるため、電圧■Ｃ
Ｅのピーク値は変わらず電圧ＶＣＥ、ＶＮ、の振幅が変
化する。そして、これがベース電流ＩＢに対して電圧Ｖ
ＣＥがリニアな変化を示すため、出力変化分を負帰還し
たときに常に一定で安定した出力が得られ・ることにな
る。第４図および第６図によれば、ベース電流ＩＢＯに
対し電圧Ｖ　ＣＥ　Ｓ　ａｔ、ベース電流Ｔｏ、に対し
電圧ＶＣＥ、　、ベース電流１Ｂ、に対し電圧ＶＣＥ、
　、ベース電流Ｉｎ、に対し電圧Ｖ　ＣＥ３　となるか
らである。このようにして安定した出力が得られるもの
であるが、入出力変換効率ηも、出力６ＫＶ、１ｍＡの
装置にて従来η＝３５％が限度であったのに対し、η＝
５２％と大幅に改善されたものである。このため、放熱
板の面積も従来の６０％程度で済み、装置全体の小型化
も容易となったものである。そして、出力電圧変動も入
力電圧の＋２０〜−１５％の範囲で従来１％程度の変動
があったものに対し、本実施例により０％となったもの
である。

本発明は、上述したようにスイッチングトランジスタの
ベース側に直列制御定電圧電源を接続して、ベース電流
を直接制御し、がっ、スイッチングトランジスタの能動
領域内にて制御するようにしたので、出力変化分の負帰
還により常に一定で安定した出力を得ることができ、こ
の際、入出力変換効率ηも改善でき、直列制御定電圧電
源の発熱も抑えて放熱板の面積を少なくし、コストダウ
ンを図ることができるものである。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来例を示す回路図、第２図はその動作を示す
波形図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４
図はトランジスタの出力特性図、第５図および第６図は
動作を示す波形図である。 Ｔｒ・・・スイッチングトランジスタ、ＲＥＧ・・・直
列制御定電圧電源 −第ａ図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　一次巻線と二次巻線とベース巻線と帰還巻線とが巻回
   されたインバータトランスと、コレクタ及びエミッタに
   前記一次巻線と前記帰還巻線とが接続されるとともにベ
   ースに前記ベース巻線が接続されたスイッチングトラン
   ジスタと、このスイッチングトランジスタのベースに前
   記ベース巻線とともに抵抗を介して接続された直列制御
   定電圧電源とよりなり、この直列制御定電圧電源の出力
   電圧と前記抵抗の抵抗値との設定により前記スイッチン
   グトランジスタのベース電流をそのスイッチングトラン
   ジスタの能動領域であるようにしたことを特徴とする一
   石式トランジスタインバータ。