JPH0244684A - 高周波加熱装置用インバータ電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は電子レンジにおけるマグネトロンの駆動用や、
電磁調理器におけるワークコイルの駆動用などに使用さ
れるインバータ電源装置に関するものである。

従来の技術 従来では、この種のインバータ電源装置としては第７図
に示すような電圧共振型のものが使用されている。これ
は、ダイオード１とコンデンサ２て商用電源３の出力電
圧を整流平滑し、チョーク４コイルとバイポーラトラン
ジスタ５を介してトランス６の一次巻線７に直流電圧を
印加するとともに、−次巻線７に共振用コンデンサ８を
並列接続し、前記トランジスタ５をタイミング制御回路
９の出力信号Ｓ１でスイッチングして、トランス６の二
次巻線１０に出力電圧を得ている。ここでは二次巻線１
０の出力電圧はコンデンサ１１とダイオード１２．１３
とで構成される倍電圧回路を介してマグネトロン１４に
印加されている。そして、マグネトロン１４のアノード
電流を抵抗１５で検出し、この端子電圧によってフォト
カブラ１６の発光ダイオード１７のａＵを制御し、フォ
トカブラ１６のフォトトランジスタ１８でコンデンサ１
９の端子電圧を制御し、コンデンサ１９の端子電圧に応
じてタイミング制御回路９から発生する前記出力信号Ｓ
１の周期を制御して、マグネトロン１４の発生電力の安
定化が行われている。

第８図は上記の電圧共振型インバータ電′ｆＱ＠置にお
いで、トランジスタ５とこのトランジスタ５に逆並列接
続されたダイオード２０で構成されるスイッチング部２
１の端子電圧■とここを流れる電流：、ならびに前記出
力信号Ｓ１の関係を示す。

発明が解決しようとする課題 このような構成では、電圧変化の急変がなく、トランジ
スタ５やダイオード２０に対する電圧ストレスや電力ス
トレスも小さい利点があって多用されているが、トラン
ジスタ５としてバイポーラ型を使用しているので、出力
１，０００　Ｗのインバータ電源においてはトランジス
タ制御電力が約１５Ｗ程度必要である。また、スイッチ
ングのスピードアップのために第８図に示すように正か
ら負に変化する信号Ｓ１が必要である。

本発明は従来よりも少ない制御１１電力で済むインバー
タ電源を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段 本発明のインバータ電源装置は、トランスの一次側にお
いて共振用コンデンサと共振用インダクタンスの直列回
路に介装されたスイッチング素子をタイミング制建ｐ回
路の出力信号に基づいてオンオフして前記トランスの二
次側に出力電圧を発生させるとともに、前記スイッチン
グ素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用い
たことを特徴とする。

作用 この構成によると、トランスの一次側の回路が電流共振
型となって電流変化がなめらかになり、この電流を絶縁
ゲートバイポーラトランジスタでスイッチングする。

実施例 以下、本発明の実施例を第１図〜第６図に基づいて説明
する。なお、従来例を示す第７図と同じ作用をなすもの
には同一の符号を付けて説明する。

第１図は本発明のインバータ電源装置を示す。

商用電＃ｉ３の電圧は、商用電源３の力率を過度に下げ
ぬよう多くの臘流成分を含む程度にダイオード１とコン
デンサ２で整流平滑される。整流平滑後の直流電圧は電
流制御用のインダクタ２２を介して、共振用コンデンサ
８と共振用インダクタとしての一次巻線７との直列回路
に印加される。ここではコンデンサ８と一次巻線７との
直列回路に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ〔以上、
ＭＢＴと称す］２３のコレクターエミッタ間が並列接続
されている。なお、トランス６の二次側は第７図と同じ
である。フォトカブラ１６の出力信号で端子電圧が制御
されるコンデンサ１９が制御端子ａに接続されたタイミ
ング制御回路９には、コン７・°フサ８と一次巻線７の
直列回路に流入する電流を検出する変流器２４の出力信
号が別の制御信号として印加されている。タイミング制
御回路９は変流器２４の出力信号からＭＢＴ２３を開成
するタイミングを検知する制御手段と遅延手段およびｆ
ｆＩＪ　’６０端子ａの端子電圧に応じてＭＢＴ２３の
開成期間Ｔｏ　ｔ　ｒを可変する手段とで構成されてい
る。第２図にＭＡＴ２３のコレクターエミッタ間の電圧
■とここを流れる電流ｉ、ならびに信号Ｓ２の関係を示
１　、この第２図かられかるように、ＭＢＴ２３は共倣
電流が零になってから時ＩＪＴだけ遅れて開成している
。

また、電流共振型であって電流波形がなめらかに変イヒ
している。

次に、Ｍｆ３Ｔ２３の一般的なスイッチング特性、なら
びに電圧共振回路でスイッチング素子としてＭ［３Ｔ２
３を使用した場合と第１図に示すように電流°共振回路
でスイッチング素子としてＭＢＴ２３を使用した場合と
の違いを詳しく説明する。

Ｍ　ｆ３　ＴについてはＵ゛″ＭＯＳ″ＭＯＳゲートバ
イポーラトランジスタ″富富報、ＶＯ１６０゜２７１７
〜７２０　、１９８７年１０月」にその詳細が記載され
ている。基本構造は第３図に示すように制ＷＪ端子ゲー
トＧはＭＯ３構造なので、バイポーラトランジスタに比
べて１ｔｌＪ　ｆｆＩＪ　ｆｆｉ力が約１０〜２０分の
１の値′Ｃ′済む。第４図にＭＢＴのスイッチング特性
を承り。ＭＡＴの閉成時には゛ターンオン期間″だけば
れて電圧が降下し、開成時には゛ターンオフ期１、ｌｉ
Ｊ　１１だけ電流がｄれてｒＩＩＪＩｉされる。この電
圧ＶＣＥと電流１ｃの積がＭＡＴの損失となる。

電圧共振回路とＭＡＴを単に粗み合せただけでは、第８
図に破線で示したようにＭＢＴが開成するときにイノ電
流１ｏ　ｒ　ｔ　ｔｆｉ発生し、電源の小型化などのた
めにスイッチング周波数を増大させたときに発熱損失の
急増をともなう。詳しくは、ターンオフ期間の電流の遅
れとＶｃεの時間の重なり部分がＭＢＴの損失に寄与す
る。第５図にスイッチング周波数２３ＫＨｚのときのＭ
ＢＴ損失で規格化したトランジスタ損失の相対値を、ス
イッチング周波数をパラメータにして示す。−点債線の
特性Ａが第１図に示すように電流共振回路でＭＢＴを使
用した本実施例の場合、実線の特性Ｂが電流共振回路で
ＭＡＴを使用した場合を示す。本発明のように電流共振
回路にするとともにＭＢＴをスイッチング素子とすると
、電流値が小さいのでターンオフ期間はきわめて小さく
制御できる。ターンオン期間はＭＢＴの場合、はぼＭＯ
Ｓトランジスタの特性と同様にターンオフ期間よりも１
桁近く小さいので、その損失は小さくている。

このように、従来の電圧共振回路とバイポーラトランジ
スタの組み合せに比べて、制御に必要な電力を低減でき
る。さらに、電圧共振回路とＭＢＴとの中なる組み合せ
の場合に比べて、特にスイッチング周波数を高くした場
合の損失が小さく、高周波化に有利である。

第６図は別の実施例を示す。第１図に示す実施例て゛は
、ＭＢＴ２３をコンデンサ８と一次巻ｓ！７の直列回路
に並列接続した電流共振型を説明したが、これは第６図
に示すように一次巻線７とＭＢＴ２３との直列回路に共
感用コンデンサ８を並列接続して、コンデンｖ８と一次
巻線７との直列回路にＭｆ３Ｔ２３を介装しても同様に
電流共振型を構成することができる。この第６図ではタ
イミング制御回路９がＭＢＴ２３の電圧降下で電流検知
している。

このように構成するとトランジスタ電流がほぼ零になっ
てから電圧が発生する。

上記の各実施例では、負荷をマグネトロン１４として説
明したが、電磁調理器ではワークコイルが負荷となる。

発明の効宋 以上のように本発明によると、電流共振型であるためス
イッチング素子に作用する電圧の変化ならびにこれを流
れる電流の変化は比較的なめらかになり、しかもスイッ
チング素子として絶縁（ゲートバイポーラトランジスタ
を用いているため、制御ＩＩ電力が小さく、特にスイッ
チング周波数の高周波化に適している。また、スイッチ
ングの制御信号も単極性の信号で高周波化に対応するこ
とができ、きわめて構成を簡単にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のインバータ電源装置の電気回路図、第
２図は同装置におけるタイミング制御回路の構成図、第
３図は絶縁ゲートバイポーラトランジスタの基本構成図
、第４図は絶縁ゲートバイポーラトランジスタのスイッ
チング特性図、第５図は電力損失とスイッチング周波数
の説明図、第６図は他の実施例の電気回路図、第７図は
従来のインバータ電源装置の電気回路図、第８図は同装
置の要部波形図である。 ６・・・トランス、７・・・−次巻線〔共振用インダク
タンス）、８・・・コンデンサ〔共感用コンデンサ）、
９・・・タイミング制御回路、１０・・・二次谷線、２
３・・・絶縁ゲートバイポーラトランジスタ。 第２図 第５図 周：１１数〔ｋＩ−１ｌ〕 第３図 第４図 々−）オン舅ＭＦＦ 夕一ンイフ方月８９ 第 ピ 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、トランスの一次側において共振用コンデンサと共振
   用インダクタンスの直列回路に介装されたスイッチング
   素子をタイミング制御回路の出力信号に基づいてオン−
   オフして前記トランスの二次側に出力電圧を発生させる
   とともに、前記スイッチング素子として絶縁ゲートバイ
   ポーラトランジスタを用いたインバータ電源装置。