JPH02299463A

JPH02299463A - 電源装置

Info

Publication number: JPH02299463A
Application number: JP11721189A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Ishikawa; 正石川
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1989-05-12
Filing date: 1989-05-12
Publication date: 1990-12-11

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、多出力の電源装置に関し、特に、複写機、Ｌ
ＢＰ（レーザビームプリンタ）等の低電圧、高電圧の各
種出力が必要な電源装置に関する。

（従来の技術）従来、発生タイミングの異なる電圧を生成する電源は、
各出力毎に独立のトランス及び制御回路を用いることが
一般的であった。

また、複数出力のトランスを用い、２次側で制御すべき
出力の低圧側にトランジスタを挿入し、このトランジス
タでシリーズ制御する手法があるが、トランジスタを能
動状態で使うため損失が大きく、又制御範囲もトランジ
スタの耐圧内に限られていた。また、トランジスタを保
護するためにバリスタ等の素子を必要とした。

〔発明が解決しようとする課題）従来例は前述の如く構成されているので、装置のコスト
の低減、小型化が困難であった。

本発明は、このような事情のもとでなされたもので、コ
ストの低減、小型化のできる電源装置を提供することを
目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するため、本発明は、電源装置をつぎの
（１）、（２）、（３）のとおりに構成するものである
。

（１）複数出力を有するトランスの第２の出力の一端と
スイッチング素子の一端との間にコンデンサと抵抗を直
列に接続し、該スイッチング素子の他端と該トランスの
第２の出力の他端を接続し、該スイッチング素子の他端
と該コンデンサ、抵抗の共通接続点又は該スイッチング
素子の一端の間にクランプダイオードを接続し、該スイ
ッチング素子の第１の端子と前記トランスの第１の出力
の一端又は他端間に電圧重畳手段を接続し、かつ該トラ
ンスの第１の出力側と該スイッチング素子の制御端子と
の間に該スイッチング素子のデユーティを制御するフィ
ードバック制御手段を接続した電源装置。

（２）前記（１）において、電圧重畳手段は、トランス
の第１の出力の一端に一端が接続されたダイオードと、
該ダイオードの他端とスイッチング素子の第１の端子の
間に接続されたコンデンサとから成り、該ダイオードの
他端にダイオードを接続して第１の外部出力端とした電
源装置。

（３）前記（１）において、電圧重畳手段は、スイッチ
ング素子の第１の端子とトランスの第１の出力の他端の
間に接続された整流回路から成る電源装置。

（作用）前記（１）、（２）、（３）の構成により、スイッチン
グ素子のオン、オフで該スイッチング素子の耐圧以上の
出力電圧について制御ができる。

〔実施例〕

以下、本発明を実施例により詳しく説明する。

第１図は本発明の第１実施例である電源装置の回路図で
ある。

図において、トランスＴは少なくとも第１の出力Ｔ１及
び第２の出力Ｔ２の２出力を有する。第１の出力Ｔ１は
ダイオードＤ１及びＤ２を介し、第１の外部出力１１Ｉ
δ１へ接続される。また、第２の出力Ｔ２はダイオード
Ｄ３を介し、第２の外部出力ｌ１ｌＩｏｚへ接続する。

また、第２の出力Ｔ２は同時にコンデンサＣＩ、抵抗Ｒ
１を介し、スイッチングトランジスタ（スイッチング素
子）Ｑｌへ接続され、Ｃ１とＲ１の共通接続点には、ク
ランプダイオードＤ４が接続される。また、Ｒ１とＱｌ
の共通接続点は、コンデンサＣ２を介して前記ダイオー
ドＤ１とＤ２の共通接続点に接続される。また、第１の
外部出力端０１は、コンデンサＣ３により平滑化され、
また抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧され、フィードバック信
号としてコンパレータ（フィードバック制御手段）Ｑ３
に入力され、また制御値ＥＸをコンパレータＱ３のもう
一方に入力し、コンパレータＱ３の出力端はスイッチン
グトランジスタＱ１のベース（制御端子）に接続される
。またトランスＴの１次側は直流電源ＶＣＣ及びスイッ
チングトランジスタＱ２に接続され、トランジスタＱ２
はＰＷＭ　（パルス幅変調）制御回路Ｑ４により駆動さ
れている。コンデンサＣ２とダイオードＤ１は、トラン
スの第１の出力と第２の出力を重畳する電圧重畳手段を
構成している。

なお、ＰＷＭ制御回路Ｑ４へのフィードバック信号ＩＮ
、は例えば第２の外部出力端″６２の出力を平滑化して
分圧した信号でも良いし、また、トランスＴの割出力（
不図示）からのフィードバック信号でも良い。

次に、本実施例の動作を説明する。第２図はそのタイミ
ングチャートを示す。ここで、ダイオードＤ１がオンの
とき、クランプダイオードＤ４がオンするように、トラ
ンス２次側の極性を定めたとする。ＰＷＭ制御制御回路
及４スイッチングトランジスタＱ２により１次側が駆動
するとされると、巻数比及びスイッチングの時比率（デ
ユーティ）及びトランスの巻線極性に依り、各出力ＴＩ
、Ｔ２にパルスが発生する。この波形をＶＴＩ、　Ｖ７
２とする。先ず制御値Ｅｘをスイッチングトランジスタ
Ｑ１が常に飽和するような値に設定すると、眞述のよう
にクランプダイオードＤ４がオンする期間にダイオード
Ｄ１がオンし、Ｖ０４．ｖＢはＯｖ、ｖＡは第１の出力
Ｔ１が印加され、コンデンサＣ２には第１の出力Ｔ１の
ピーク値（これをｖＴｌ＋とする）充電される。またこ
のときダイオードＤ２がオンしてコンデンサＣ３にもｖ
Ｔｌ′が充電される。次に、ダイオードＤ１がオフ、ク
ランプダイオードＤ４がオフの期間は、第２の出力Ｔ２
から素子Ｃ，，Ｒ，を介してスイッチングトランジスタ
Ｑ１に電流が流れるが、Ｑｌは飽和しているためｖ８は
Ｏｖであり、ｖＡはコンデンサＣ２によりＶ７１＋に保
持される。この結果第１の外部出力端０１の出力はＶ７
１＋どなる（第２図の（Ａ）期間）。

今度は制御値ＥＸをスイッチングトランジスタＱ１が常
にカットオフする値に設定したとする。このとき、ダイ
オードＤ１がオンする期間は、クランプダイオードＤ４
もオンし、ＶＤ４＝Ｏｖで、ＶＢもほぼＯｖであり、ｖ
ＡはＴＩ（７）出力が印加されコンデンサＣ２に第１の
出力Ｔ１の正電圧ピーク値が充電され、同時にダイオー
ドＤ２がオンになりＣ３にもＶア。。が充電される。

また、このときコンデンサＣ１には第２の出力Ｔ２の負
ピーク値Ｖ〒２−が充電される。次にクランプダイオー
ドＤ４がオフ、ダイオードＤ１がオフの期間はスイッチ
ングトランジスタＱ１がオフになるので、第２の出力Ｔ
２に０１に充電された電圧ｖＴ□−を重畳した電圧がＶ
Ｂに表われ、その結果、ｖＡはｖ８の上昇に伴いｖ、＋
ＶＴ、”となり、第２の出力Ｔ２の正電圧ピーク値をｖ
７２“とすると、ＶＢのピーク値はＶア、−＋ＶＴ□◆
となり、ＶＡ（Ｄｅ−り値はＶ７１”　＋　ＶＴ２−　
＋　Ｖ７２”　テあり、ダイオードＤ２がオンしてコン
デンサＣ３には、Ｖ７１”　＋　Ｖ７２−　＋　Ｖ７２
゜が充電され、第１の外部出力端ｄ１の出力となる。Ｖ
Ａがピークを越え低下しはじめると、ダイオードＤ２は
オフする。次にＶＡが低下してゆき、ダイオードＤ１が
オン、クランプダイオードＤ４がオンの期間になると、
Ｖ　ｏ４；　Ｖ　ａ　；　ＯＶとなり、コンデンサＣ２
には第１の出力ＴＩが印加されＶＡ＝ＶＴＩ＋とＴ１の
正ピーク値が再び充電されるが、第１の外部出力ｖＡ０
１の出力はｖＴ−＋Ｖ↑２−＋Ｖ７．＋であるためダイ
オードＤ２はオフしたままである。次にダイオードＤＩ
、Ｄ４がオフすると前述のような動作によりコンデサＣ
３には再びｖＴｌ＋＋ｖア、−＋Ｖア、＋が充電される
。以上の動作が繰り返される（第２図（Ｂ）期間）。

このようにしてスイッチングトランジスタＱ１のオン／
オフにより、トランスの第１の出力Ｔ１にトランスの第
２の出力Ｔ２を重畳することが可能になる。

次に、制御値Ｅ、を、スイッチングトランジスタＱ１が
完全にオンのときの第１の外部出力端６１の出力値と、
Ｑｌが完全にオフのときの３１の出力値の中間の所望の
値になるような値に設定する。先ずはじめスイッチング
トランジスタＱ１がオフとする。ダイオードＤ１．Ｄ４
がオンの期間、前述と同様に６１の出力は第１の出力Ｔ
Ｉのピーク値Ｖア、＋になる。次にダイオードＤＩ。

Ｄ４がオフになり、ｖ８がＴ２波形に従って上昇しはじ
めるとＶ　ａ　＝　Ｖ　、２−　＋　Ｖ　Ｔ２テ、ｖＡ
はＶア、”＋ＶＢになり同時に上昇しはじめ、ダイオー
ドＤ２がオンしてコンデンサＣ３にＶ７１”　＋ｖＢを
充電する。そして、抵抗Ｒ２，Ｒ３の分圧比に依るフィ
ードバック電位がコンパレータＱ３に入力され、制御値
ＥＸと比較される。

第１の外部出力端ｄ１の出力が上昇してゆきその結果、
フィードバック電位が制御値Ｅ、を越えるとコンパレー
タＱ３は反転し、スイッチングトランジスタＱ１をオン
する。ＱｌがオンするとｖＢ；０■になり、そｈ故ＶＡ
　＝Ｖｔ＋”　トナ’）、Ｄ２がオフする。次にダイオ
ードＤｉ、Ｄ４がオンする期間に前述の様にＣ２にＶア
、′が充電される。このときダイオードＤ２はオフして
いる。また、０１の出力で電流を消費することで出力が
低下し、コンパレータＱ３は再び反転し、スイッチング
トランジスタＱ１をオフする。次にダイオードＤＩ、Ｄ
４がオフする期間で、スイッチングトランジスタＱ３が
さらに反転してＱｌをオンするまでＣ３に充電する。以
上の動作を縁り返す（第２図（Ｃ）の期間）。

以上のようにして、第１の外部出力端０１を所望の値に
制御するよう実施例の回路が動作する。

すなわち、第１の外部出力端ｄ１を分圧する抵抗Ｒ２，
Ｒ３により作られるフィードバック信号を制御値Ｅｘを
比較するコンパレータＱ３によりスイッチングトランジ
スタＱ１のオン／オフの時比率即ちデユーティが変化し
、トランスの第１の出力Ｔ１に重畳するトランスの第２
の出力Ｔ２から電圧を制御できる。なお、第２図では分
かりやすいように、ＶＢ波形をなまらせて表現している
。

又、クランプダイオードＤ４はスイッチングトランジス
タＱ１と並列に接続しても同様の動作を得ることができ
る。

ところで、本実施例装置の負荷として複写機の帯電があ
る。コロナ帯電させる場合、成る電圧以下ならコロナ放
電しないことを利用し、トランスの第１の出力Ｔ１は、
該電圧程度にしておき、スタンバイ時トランスの第２の
出力Ｔ２からの重畳弁をほぼＯｖにし、プリント動作（
複写動作）時はトランスの第２出力Ｔ２から第１の出力
に電圧を重畳するようにする。

続いて、第３図に本発明の第２実施例の電源装置の回路
図を示す。

第１実施例と同様に、トランスＴは少なくともトランス
Ｔの第１の出力Ｔ１及び第２の出力Ｔ２の２出力を有し
、第１の出力Ｔ１はダイオードＤ１により整流され、コ
ンデンサＣ３により平滑化され第１の外部出力端ｄ１へ
出力される。

又、第２の出力Ｔ２はダイオードＤ３を介し、第２の外
部出力端ｄ２へ接続される。第２の出力は、同時にコン
デンサＣ１，抵抗Ｒ１を介し、スイッチングトランジス
タＱ１のコレクタへ接続され、素子Ｃ１とＲ１の共通接
続点は、クランプダイオードＤ４に接続される。またス
イッチングトランジスタＱ１のコレクタはコンデンサと
ダイオードにより構成される逓倍電圧整流回路に入力さ
れる。本実施例では、コンデンサ０４〜Ｃ７゜ダイオー
ドＤ５〜Ｄ８に依る２倍圧整流回路に入力され、逓倍電
整流回路出力は、抵抗Ｒ４を介し、前記第１の出力Ｔ１
の低圧側に接続される。

各出力Ｔ１．Ｔ２に発生する波形をＶ↑Ｉｎ　Ｖ丁２と
する。先ず、スイッチングトランジスタＱ１が完全にオ
ン状態だと、ｖａは常にＯｖであるため、ＶＡ＝Ｏｖと
なり、コンデンサＣ３は第１の出力ＴＩ（Ｖ丁＋）の負
ピーク電圧ｖＴ１−に充電され第１の外部出力端δ１に
出力される。次にスイッチングトランジスタＱ１が常に
オフ状態のときの動作を説明する。

クランプダイオードＤ４がオンのサイクルでは、ＶＤ４
＝ＯでありＶＢ＝Ｏとなり、コンデンサＣ１には、Ｖア
、の負電圧ｖＴ２−が充電される。次にクランプダイオ
ードＤ４がオフのサイクルは、Ｖ　Ｄ４”　Ｖ　Ｂ　＝
　Ｖ　Ｔ２−　”　Ｖ　７２とｆｔ　’）、コノトキタ
イオードＤ５はオンであり、すなわち、Ｖｏｓ”０であ
り、コンデンサＣ４の両端には、そのピーク値すなわち
Ｖ７２の正側ビーク値をＶ７２”とするとＶア２−　＋
　Ｖ　Ｔ２＋が充電される。さらに次にＤ４がオンのサ
イクルになるとＶ。４ｚｖａｚＯとなりＤ５＆ｔオフし
Ｖｏｓ＝　　（ＶＴＲ−＋ＶＴ２）になり、次にＤ６が
オンし、この電圧はコンデンサＣ５に移動し、Ｖｏｅ＝
　　（ＶＴＲ−＋　ＶＴＲ）　ニなる。次にＤ４がオフ
のサイクルでは再びＤ５がオンし、Ｖｏｓ＝ＯＶとなり
コンデンサＣ４に：Ｖ７２−　＋ｖア。

を充電する。と同時にＶ　ｏｓ＝−（Ｖ　Ｔ２−　＋　
Ｖ　Ｔ２）のため、Ｄ７がオンし、コンデンサＣ６に電
荷移動し、Ｖ　Ｄ？＝　　（ＶＴＲ−＋　ＶＴＲ）　ト
する。さらにＤ４がオンのサイクルになるとＶ　Ｄｌ＋
＝−（Ｖ　Ｔ２−＋　Ｖ　Ｔ２）となルタメ、Ｖ　ｏ７
　＝（ＶＴ２−　＋ＶＴ２”　）　　　（ＶＴ２−　＋
ＶＴ２”　）　トｔｌす、Ｃ７に電荷が移動し、結局Ｖ
Ａ＝−２Ｘ（Ｖ７２−　＋ＶＴ２”　）となり、Ｖ＾は
トランスの第２の出力Ｔ２に発生するパルスのｖ　ｐ−
ｐの２倍の電圧になる。その後は、第１の外部出力端ｄ
１で消費される電荷減少分を前述のサイクルを繰り返す
ことで各コンデンサに充電し、ｖＡを略一定電圧に保持
する。

次に制御値Ｅ、を、スイッチングトランジスタＱ１がオ
ンとオフのときの第１の外部出力端６１の出力電圧の中
間電圧になるような値を設定する。第１実施例と同様に
０１の出力は抵抗Ｒ２゜Ｒ３及びＲ５により分圧、レベ
ルシフトされ、コンパレータＱ３に人力され、制御値Ｅ
Ｘと比較される。コンパレータＱ３は、フィールドバッ
ク電圧＜Ｅ、になるとスイッチングトランジスタＱ１を
オンし、−ｍ−第１実施例と同様にスイッチングトラン
ジスタＱ１のオン／オフの時比率を変化させ、第１の外
部出力端ｄ１に所望の出力電圧値を得るように動作する
。このようにして制御範囲がトランスの第２の出力Ｔ２
のＶｐ−ｐの倍の電圧となる。

なお、本実施例の倍電圧整流回路を更に３倍電圧整流回
路、４倍電圧整流回路のように変形しても同様の動作を
得ることができる。

更に、前述の第１実施例、第２実施例の構成を組合せて
、３出カドランスの電源装置とすることができる。この
例を第４図、第５図に本発明の第３実施例、第４実施例
として示す。第３実施例と第４実施例の相違点はスイッ
チングトランジスタＱの回路の有、無であり、この回路
が必要か否かは第３の出力端ｄ３の出力精度により決ま
る。

又、トランスの極性を考慮することで、第２実施例のコ
ンデンサＣ７を削除できる。この例を第６図に本発明の
第５実施例として示す。図示のようにクランプダイオー
ドＤ４がオンのサイクルでトランスの第１の出力Ｔ１に
負の電圧が発生する極性ニスルト、ＶＤ？＝　　２Ｘ　
（ＶＴ２−　＋Ｖｙ２”　）＝Ｖ＾でありり、このとき
第１の外部出力端０１はｖＡ＋ｖ〒１−でありコンデン
サＣ３にそのピークを充電する。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、スイッチング素
子のオン、オフにより、該スイッチング素子の耐圧以上
の出力電圧について制御ができ、電源装置のコストの低
減および小型化ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同実施
例のタイミングチャート、第３図は本発明の第２実施例
の回路図、第４図は本発明の第３実施例の回路図、第５
図は本発明の第４実施例の回路図、第６図は本発明の第
５実施例の回路図である。Ｔ　−−−−トランスＴＩ−−−−トランスへの第１の出力Ｔ　２−−−−−　トランスの第２の出力ＣＩ、Ｃ２・
・・・・・コンデンサＲ１・・・・・・抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

（１）複数出力を有するトランスの第２の出力の一端と
スイッチング素子の一端との間にコンデンサと抵抗を直
列に接続し、該スイッチング素子の他端と該トランスの
第２の出力の他端を接続し、該スイッチング素子の他端
と該コンデンサ、抵抗の共通接続点又は該スイッチング
素子の一端の間にクランプダイオードを接続し、該スイ
ッチング素子の第１の端子と前記トランスの第１の出力
の一端又は他端間に電圧重畳手段を接続し、かつ該トラ
ンスの第１の出力側と該スイッチング素子の制御端子と
の間に該スイッチング素子のデューティを制御するフィ
ードバック制御手段を接続したことを特徴とする電源装
置。
（２）電圧重畳手段は、トランスの第１の出力の一端に
一端が接続されたダイオードと、該ダイオードの他端と
スイッチング素子の第１の端子の間に接続されたコンデ
ンサとから成り、該ダイオードの他端にダイオードを接
続して第１の外部出力端としたことを特徴とする請求項
１記載の電源装置。
（３）電圧重畳手段は、スイッチング素子の第１の端子
とトランスの第１の出力の他端の間に接続された整流回
路から成ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。