JP2643308B2

JP2643308B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP2643308B2
Application number: JP63134304A
Authority: JP
Inventors: 孝二鈴木
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1988-06-02
Filing date: 1988-06-02
Publication date: 1997-08-20
Anticipated expiration: 2012-08-20
Also published as: JPH01308129A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は電源装置、特に複数の負荷に対して出力タイ
ミングが異なる高圧を出力する電源装置に関するもので
ある。

［従来の技術］従来より、レーザビームプリンタ、複写機その他の電
子写真方式の画像形式装置では、帯電、現像その他の工
程のために直流と交流とを重畳した高圧が必要になる。

［発明が解決しようとする解題］しかし、従来の画像形成装置では、重畳される直流と
交流とをそれぞれ別電源で発生させていたので、装置が
大型化してしまう問題があった。

本発明は課題は以上の問題を解決し、小型軽量化した
電源装置を得ることにある。

［課題を解決するための手段］以上の課題を解決するため、本発明においては、負荷に対して直流と交流が重畳された高圧を出力する
電源装置において、１次側に所定の交流を印加される単一の昇圧とトラン
スと、前記トランスの２次側の巻線に接続された整流回路
と、前記整流回路の前段に接続され、入力される制御信号
により前記整流回路に入力される２次巻線出力を制御す
る出力制御回路と、前記出力制御回路と前記整流回路に対して並列に接続
され、前記２次側の巻線に発生する交流を前記整流回路
の出力に重畳し、負荷に高圧を出力する重畳回路と、前記出力制御回路を前記整流回路の出力に応じて制御
し、前記整流回路の出力を安定化させる安定化回路と、を有する構成を採用した。

［作用］以上の構成によれば、重畳回路により２次巻線の交流
出力とそれを整流して得た直流とを重畳させて負荷に供
給するとともに、安定化回路により直流出力をフィード
バックして負荷へ供給される直流を安定化することがで
きる。

［実施例］以下、図面に示す実施例に基づき、本発明を詳細に説
明する。

第１図は本発明を採用した電子写真方式の画像形成装
置の高圧電源の構造を示している。図示した電源装置
は、転写ローラ、帯電ローラ、現像ローラに供給するた
め、出力端子J1に高圧直流を、また端子J2、J3に交直重
畳の高圧を発生させるためのものである。これらの高圧
は図示のように、単一の昇圧トランスT1を用いて発生さ
せる。

図において符号１は発振器で、400〜2500Hzの範囲内
の所定周波数の正弦波を発生する。発信周波数はトナー
の帯電特性その他の画像形成上の諸プロセスから決定さ
れる。また、波形も正弦波だけでなく、矩形波やその他
の波形を必要に応じて選択してもよい。

発振器１の出力は電力増幅器２で電力増幅され、昇圧
トランスT1の一次側を駆動する。昇圧トランスT1の一
次、二次の昇圧比は1:100で、入力18vp−ｐに対して出
力に1800vp−ｐの正弦波を発生させるようになってい
る。

符号３、４、５は多段の整流回路で、各々の出力J1、
J2、J3はそれぞれ転写ローラ、帯電ローラ、現像ローラ
に給電される。

３系統の２次側回路の直流回路はほぼ同様の構成を有
する。

すなわち、直流的に３つの系統を遮断するコンデンサ
C2、C8、C12、および抵抗R2、R6、R9の後段に、出力制
御用の高耐圧のNPNトランジスタQ2、Q3、Q4をクランプ
ダイオードD1、D2、D3とともに接続し、さらにその後段
に整流回路３、４、５を接続したものである。

整流回路４、５はコンデンサC9、C10およびC13、C14
と、ダイオードD8、D9およびD10、D11からなる倍電圧整
流回路を構成する。たとえば、整流回路４はコンデンサ
C9およびC10にそれぞれ交流の半サイクルごとに一方の
極性で帯電を行わせ、それらの電圧を加算して出力す
る。

また、整流回路３は、整流回路４、５と同じ回路を構
成するコンデンサC3、C5およびダイオードD4、D5の後段
に、さらに電圧を倍加するコンデンサC4、C6、ダイオー
ドD6、D7を接続したものである。

整流回路３の出力端には、出力安定化のためのブリー
ダ抵抗R4が接続されるとともに、直流出力は抵抗R3を介
して出力端子J1に導かれる。

整流回路４、５の出力にはブリーダ抵抗R8、R12が接
続されるとともに、直流出力は抵抗R7、R11を介して出
力端子J2、J3に導かれる。さらに、出力端子J2、J3には
昇圧トランスT1の交流出力が電圧調整および、直流カッ
ト用のコンデンサC7、C11を介して重畳されている。

以上の構成において、抵抗R2、R6、R10、トランジス
タQ2、Q3、Q4、およびダイオードD1、D2、D3はクランク
回路を構成する。NPNトランジスタからなるトランジス
タQ2〜Q3のベースが正にバイアスされている状態でのみ
クランク動作が行われる。

端子J1〜J3に出力される直流成分の出力タイミング
は、入力端子P2、P3、P4に接続されるタイミング信号に
よってトランジスタQ2〜Q3のバイアス制御を行う、すな
わち上記クランプ動作を制御することにより決定され
る。

次に以上の構成における動作につき説明する。

まず、第２図を参照して整流回路の動作を説明する。
各整流回路の動作は同じなので、ここでは、整流回路４
の動作を例示する。

第２図（ａ）は昇圧トランスT1の二次巻線の出力波形
を示している。前記のように電圧はピーク〜ピークで18
00vp−ｐである。

端子P3を介してトランジスタQ3を非電通に制御する
と、トランジスタQ3のコレクタの波形は第２図（ｂ）に
示すようにダイオードD2によって負ピークになる。

第２図（ｂ）で実線で示した波形は、コンデンサC8、
抵抗R6に電流が流れない時の電圧波形であるが、実際に
は負荷電流および出力電圧安定化のために挿入されたブ
リーダ抵抗R8を流れるブリーダ電流のために、破線のよ
うに減衰する。ブリーダ抵抗R4、R8、R12は、出力電圧
を対負荷変動に対して安定化するために、直流負荷電流
10μＡに対して50〜100μＡ程度をブリーダ電流として
流す。

また、トランスジスタQ3がオフの期間では、コンデン
サC9が充電されるのみで、倍電圧整流は行われず、端子
J2には直流成分は出力されない。

一方、トランジスタQ3が入力端子P3に加えられたタイ
ミング信号によって正バイアスされ電通状態に制御され
ると、コンデンサC8、トランジスタQ3およびダイオード
D2からなるクランプ回路によりクランク動作が行われ
る。これにより、コレクタ電圧の最大値は0Vとなり、コ
レクタの出力は第２図（ｃ）の実線のように直流レベル
シフトした波形となる。

この交流信号を整流すると、ダイオードD9のアノード
に第２図（ｃ）に破線で示すような直流出力（本実施例
においては−700V）が得られる。この出力電圧は抵抗R
6、R8、負荷により決まる。

本実施例では上記同様の動作により、出力端子J1に−
2.5kV、J3に−500V、AC1200vp−ｐが得られる。これら
の各電圧は、電源ラインに直列に挿入された抵抗（たと
えば抵抗R6、R7など）および負荷によって決まる。

以上のように、昇圧トランスと倍電圧整流回路との間
に、トランジスタをクランプ抵抗として用いたクランク
回路を挿入し、トランジスタのバイアスを制御すること
により、出力タイミングを制御できる。

従って、１つの昇圧トランスから直流成分を独立制御
が可能な高圧出力を多数得ることができるので、電源部
を小型、軽量化し、コストダウンが可能となる。

また、倍電圧整流の前段にクランプダイオードととも
にスイッチングトランジスタを挿入する構成であるか
ら、倍電圧整流される前の低電圧の段階で、出力制御を
行うことができ、低耐圧の素子でそれを越える出力の制
御が可能となる。このため、スイッチングトランジスタ
の耐圧が低くて済み、容易に回路を構成できる。また、
出力極性に応じてNPNとPNPトランジスタの使い分けをす
る必要がなく、全てNPN（もしくはPNP）で構成すること
が可能である。一般的にPNPのトランジスタの耐圧は低
く、しかも高価であるので、本効果は非常に重要であ
る。

なお、第１図において符号Q1は交流出力を含めた出力
全体のオン・オフ制御のためのトランジスタで、入力端
子P1に接続されるタイミング信号によってトランジスタ
Q1が導通すると発振器出力は遮断され、電力増幅器の出
力は０となり、全電源の出力が遮断される。

以上では、出力端子J2、J3に重畳にする交流は昇圧ト
ランスT1から得ているが、交流成分は別の場所から得て
もよい。

例えば、第３図に示すように、抵抗R5およびコンデン
サC7による直流遮断回路は昇圧トランスの出力端ではな
く、トランジスタQ3のコレクタに接続されている。

また、第３図では、出力端子J3から現像ローラに供給
される直流高圧を安定化している。すなわち、整流回路
５の出力は抵抗R12、R13で所定比に分圧される。この分
圧出力は入力端子P4に印加された基準電圧と誤差増幅回
路６により比較され、トランジスタQ4のコレクタ電流を
制御する。

入力端子P4に印加する基準電圧レベルをタイミング信
号によって切り換えることにより、0V〜1kVくらいまで
の任意の電圧を、タイミング信号に応じて出力すること
が可能となる。

また、第４図に示すように、第３図の抵抗R9をトラン
ジスタQ4のコレクタに接続するようにし、出力端子J3か
ら現像ローラに給電される交流成分をトランス出力では
なくトランジスタQ4のコレクタから得るようにしてもよ
い。

以上では、直流成分の出力タイミングのみをオン／オ
フ制御する例を示したが、第５図に示すような構成によ
り、交流成分も独立してオン／オフ制御することができ
る。

第５図の構成は第３図の抵抗R9と昇圧トランスT1の接
続点の間にコンデンサC15を接続し、コンデンサC15と抵
抗R9の接続点の電位を抵抗R17、トランジスタQ5、ダイ
オードD12により制御するようにしている。このような
構成により、端子P5の入力信号に応じて出力端子J3への
交流成分出力を直流成分出力と独立して制御することが
できる。第５図でも第３図同様に端子J3の出力直流は安
定化されている。

なお、第４図、第５図の実施例では、第１図、第３図
に設けられていた１次側のトランジスタQ1を省略してい
るが、第６図に示すようにこれを設けるようにしてもよ
い。これにより全出力（交流および直流）を同時にオン
／オフ制御できる。

また、第６図の実施例では、端子P5のシーケンス信号
によりトランジスタQ5を導通させると、出力端子J3から
出力される現像バイアスの交流成分の出力振幅は、コン
デンサC15、C11、抵抗R9と負荷容量および抵抗R17によ
り定まる時定数に応じて減衰する。この減衰量は、上記
各回路定数の選択により画像形成プロセス上影響のない
範囲に押える。これにより電力消費を押え、他の負荷へ
の影響を小さくすることができる。

［発明の効果］以上から明かなように本発明によれば、重畳回路によ
り２次巻線の交流出力とそれを整流して得た直流とを重
畳させて負荷に供給するとともに、安定化回路により直
流出力をフィードバックして負荷へ供給される直流を安
定化することができ、電源装置を小型軽量化し、かつ負
荷に直流と交流が重畳された安定した高圧を供給するこ
とができる、という優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明を採用した電源装置の構成を示した回路
図、第２図（ａ）〜（ｃ）は第１図の回路の動作を示し
た波形図、第３図〜第６図はそれぞれ異なる電源装置の
構成を示した回路図である。１……発振器、２……電力増幅器３……整流回路、４……整流回路５……整流回路、６……誤差増幅回路 T1……昇圧トランス Q1〜Q5……トランジスタ D1〜D11……ダイオード C1〜C14……コンデンサ R1〜R13……抵抗

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷に対して直流と交流が重畳された高圧
を出力する電源装置において、１次側に所定の交流を印加される単一の昇圧トランス
と、前記トランスの２次側の巻線に接続された整流回路と、前記整流回路の前段に接続され、入力される制御信号に
より前記整流回路に入力される２次巻線出力を制御する
出力制御回路と、前記出力制御回路と前記整流回路に対して並列に接続さ
れ、前記２次側の巻線に発生する交流を前記整流回路の
出力に重畳し、負荷に高圧を出力する重畳回路と、前記出力制御回路を前記整流回路の出力に応じて制御
し、前記整流回路の出力を安定化させる安定化回路と、
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】さらに、前記重畳回路により重量される交
流を入力される第２の制御信号により前記出力制御回路
及び前記整流回路の動作とは独立にオンオフ制御する制
御回路を有することを特徴とする特許請求の範囲第１項
に記載の電源装置。