JP2723265B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP2723265B2 JP2723265B2 JP63244246A JP24424688A JP2723265B2 JP 2723265 B2 JP2723265 B2 JP 2723265B2 JP 63244246 A JP63244246 A JP 63244246A JP 24424688 A JP24424688 A JP 24424688A JP 2723265 B2 JP2723265 B2 JP 2723265B2
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Accessory Devices And Overall Control Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電源装置、特に少なくとも低周波の正弦波成
分を含む電源信号を負荷に給電する電源装置に関するも
のである。
分を含む電源信号を負荷に給電する電源装置に関するも
のである。
［従来の技術］ 従来より、電子写真方式のプリンタ、複写機など各種
の画像形成装置知られている。この種の装置では、帯電
工程、現像工程などに、直流、交流、あるいは交直重畳
の高電圧が必要である。通常、このような高電圧は、ス
イッチング電源により発生させるのが普通である。
の画像形成装置知られている。この種の装置では、帯電
工程、現像工程などに、直流、交流、あるいは交直重畳
の高電圧が必要である。通常、このような高電圧は、ス
イッチング電源により発生させるのが普通である。
この種の電源としては各種の回路構成が知られている
が、特に正弦波の交流を発生する高圧電源としては、高
圧のコンバータトランスを用いて一次側入力の正弦波を
昇圧する方式、あるいはリーケージトランスの一次側を
矩形波で駆動して二次側の共振回路で正弦波高圧を得る
方式、あるいはコンバータトランスの一次側を矩形波で
駆動し、二次側に共振回路を設けて正弦波高圧を得る方
式などが知られている。
が、特に正弦波の交流を発生する高圧電源としては、高
圧のコンバータトランスを用いて一次側入力の正弦波を
昇圧する方式、あるいはリーケージトランスの一次側を
矩形波で駆動して二次側の共振回路で正弦波高圧を得る
方式、あるいはコンバータトランスの一次側を矩形波で
駆動し、二次側に共振回路を設けて正弦波高圧を得る方
式などが知られている。
［発明が解決しようとする課題］ 電子写真方式の画像形成装置における帯電、あるいは
現像工程では、種々のプロセス条件に合わせて、交流高
圧電源の周波数は100Hz〜1kHzの範囲で使用されるが、
最近ではオフィスでの使用を考え低騒音化を図るため10
0Hz付近の周波数を使用し、トランスや帯電ワイヤの騒
音を低下させることが考えられている。
現像工程では、種々のプロセス条件に合わせて、交流高
圧電源の周波数は100Hz〜1kHzの範囲で使用されるが、
最近ではオフィスでの使用を考え低騒音化を図るため10
0Hz付近の周波数を使用し、トランスや帯電ワイヤの騒
音を低下させることが考えられている。
このような技術思想は、一般的な直流高圧電源が高効
率化、小型化を目的として20kHz以上、最近はパワーMOS
−FETの一般化に伴って200kHz〜1MHzの高周波でコンバ
ータトランスを駆動するようになりつつあるのに対して
対照的であり、低騒音化を第１に考えると、通常の高圧
電源に比して大型で思い低周波用のトランスを使用せざ
るを得ないという問題があった。
率化、小型化を目的として20kHz以上、最近はパワーMOS
−FETの一般化に伴って200kHz〜1MHzの高周波でコンバ
ータトランスを駆動するようになりつつあるのに対して
対照的であり、低騒音化を第１に考えると、通常の高圧
電源に比して大型で思い低周波用のトランスを使用せざ
るを得ないという問題があった。
本発明の課題は、以上の問題を解決し、低周波の高圧
交流を使用する電源装置において、大型で重い低周波用
のトランスを使用せず、小型軽量な高周波トランスを使
用できるようにすることである。
交流を使用する電源装置において、大型で重い低周波用
のトランスを使用せず、小型軽量な高周波トランスを使
用できるようにすることである。
［課題を解決するための手段］ 以上の課題を解決するために、本発明においては、少
なくとも低周波の正弦波成分を含む電源信号を負荷に給
電する電源装置において、高周波駆動可能な変圧器と、
この変圧器の２次側の出力を整流する整流器と、前記変
圧器の１次側を２次側の前記整流器の整流出力電圧と基
準電圧との誤差信号に応じた条件で高周波スイッチング
する手段と、前記基準電圧として正弦波信号を入力する
発振器と、前記整流出力電圧と前記正弦波信号の誤差信
号に応じた条件で前記整流器の出力端と接地電位間の導
通度を制御する手段を設けた構成を採用した。
なくとも低周波の正弦波成分を含む電源信号を負荷に給
電する電源装置において、高周波駆動可能な変圧器と、
この変圧器の２次側の出力を整流する整流器と、前記変
圧器の１次側を２次側の前記整流器の整流出力電圧と基
準電圧との誤差信号に応じた条件で高周波スイッチング
する手段と、前記基準電圧として正弦波信号を入力する
発振器と、前記整流出力電圧と前記正弦波信号の誤差信
号に応じた条件で前記整流器の出力端と接地電位間の導
通度を制御する手段を設けた構成を採用した。
［作 用］ 以上の構成によれば、２次側の整流出力電圧と、基準
電圧としての正弦波信号の誤差に応じて変圧器の１次側
のスイッチングを制御することで、低周波トランスを用
いることなく正弦波の出力信号を形成し、しかも整流出
力電圧と前記正弦波信号の誤差信号に応じた条件で前記
整流器の出力端と接地電位間の導通度を制御することに
より、負荷容量の影響により波形が歪むのを防止でき
る。
電圧としての正弦波信号の誤差に応じて変圧器の１次側
のスイッチングを制御することで、低周波トランスを用
いることなく正弦波の出力信号を形成し、しかも整流出
力電圧と前記正弦波信号の誤差信号に応じた条件で前記
整流器の出力端と接地電位間の導通度を制御することに
より、負荷容量の影響により波形が歪むのを防止でき
る。
［実施例］ 以下、図面に示す実施例に基づき、本発明を詳細に説
明する。
明する。
第１図は本発明を採用した電源装置の構成を、また第
２図は第１図の回路の各部の電圧波形を示している。
２図は第１図の回路の各部の電圧波形を示している。
図において符号T1は50kHz前後で励振できる高周波コ
ンバータトランスである。昇圧トランスT1の一次巻線の
一端には低圧の直流電源電圧Vccが接続され、他端およ
び接地電位の間はトランジスタQ1のコレクタ〜エミッタ
によりスイッチングされる。昇圧トランスT1は、低周波
トランスではなく、高周波トランスから構成される。
ンバータトランスである。昇圧トランスT1の一次巻線の
一端には低圧の直流電源電圧Vccが接続され、他端およ
び接地電位の間はトランジスタQ1のコレクタ〜エミッタ
によりスイッチングされる。昇圧トランスT1は、低周波
トランスではなく、高周波トランスから構成される。
トランジスタQ1のベースはPWM（パルス幅変調）回路
５により駆動される。PWM回路５は可変デューティ比の
パルスを出力するもので、トランジスタQ1のスイッチン
グを制御する。PWM回路５には後述のフィードバック系
を介して出力安定化のための制御信号が入力される。
５により駆動される。PWM回路５は可変デューティ比の
パルスを出力するもので、トランジスタQ1のスイッチン
グを制御する。PWM回路５には後述のフィードバック系
を介して出力安定化のための制御信号が入力される。
昇圧トランスT1の２次巻線には、フライバックモード
で動作するようにダイオードD1が接続されており、整流
出力は抵抗R1、およびコンデンサC1、抵抗R4からなるフ
ィルタ回路を介して端子P1から負荷（たとえば帯電器な
どの容量負荷）に給電されるよう結線が行なわれてい
る。
で動作するようにダイオードD1が接続されており、整流
出力は抵抗R1、およびコンデンサC1、抵抗R4からなるフ
ィルタ回路を介して端子P1から負荷（たとえば帯電器な
どの容量負荷）に給電されるよう結線が行なわれてい
る。
ただし、抵抗R1と、コンデンサC1および抵抗R4のフィ
ルタの接続点には、エミッタを接地されたトランジスタ
Q2のコレクタが接続されている。このトランジスタQ2は
PWM回路４により駆動される。なお、上記のPWM回路４、
５は50kHzの周波数を有する。
ルタの接続点には、エミッタを接地されたトランジスタ
Q2のコレクタが接続されている。このトランジスタQ2は
PWM回路４により駆動される。なお、上記のPWM回路４、
５は50kHzの周波数を有する。
また、トランジスタQ2のコレクタ〜エミッタの電圧
（出力電圧）は、分圧回路R2、R3で分圧される。この分
圧出力は、誤差増幅器２、３の＋、−入力にそれぞれ入
力される。誤差増幅器２、３の他方の−、＋入力には、
それぞれ正弦波発振器１の出力が入力されている。誤差
増幅器2,3の出力は、それぞれPWM回路４、５に入力さ
れ、PWM回路４、５の出力パルスのデューティ比を制御
するように作用する。
（出力電圧）は、分圧回路R2、R3で分圧される。この分
圧出力は、誤差増幅器２、３の＋、−入力にそれぞれ入
力される。誤差増幅器２、３の他方の−、＋入力には、
それぞれ正弦波発振器１の出力が入力されている。誤差
増幅器2,3の出力は、それぞれPWM回路４、５に入力さ
れ、PWM回路４、５の出力パルスのデューティ比を制御
するように作用する。
次に第１図の回路の動作を説明する。
第１図の回路は基本的に、誤差増幅器３に出力電圧制
御の基準信号として正弦波を与え、PWM回路５を介して
スイッチングを調節し、出力信号を正弦波波形に制御す
るものである。
御の基準信号として正弦波を与え、PWM回路５を介して
スイッチングを調節し、出力信号を正弦波波形に制御す
るものである。
すなわち、第１図において、負荷が純抵抗で容量成分
を持っていなければ、正弦波発振器１の出力（第２図
（Ａ））と抵抗R2、R3の出力電圧検出値を誤差増幅器３
により比較し、その誤差信号（第２図（Ｅ））に応じて
PWM回路５のパルス幅を制御する（第２図（Ｃ））と、
トランジスタQ2がなくても第２図（Ｂ）に破線で示すよ
うな正弦波波形を負荷に給電できるはずである。
を持っていなければ、正弦波発振器１の出力（第２図
（Ａ））と抵抗R2、R3の出力電圧検出値を誤差増幅器３
により比較し、その誤差信号（第２図（Ｅ））に応じて
PWM回路５のパルス幅を制御する（第２図（Ｃ））と、
トランジスタQ2がなくても第２図（Ｂ）に破線で示すよ
うな正弦波波形を負荷に給電できるはずである。
ところが、第１図の破線のように負荷に容量成分があ
り、トランジスタQ2の制御を行なわない場合には、第２
図（Ｂ）の実線に示すように、ダイオードD1の整流出力
は負荷容量への蓄積電荷の放電が遅いために（早くする
と、著しくパワーロスが増す）立ち下がることができ
ず、波形が歪むと同時に振幅が著しく減少する。
り、トランジスタQ2の制御を行なわない場合には、第２
図（Ｂ）の実線に示すように、ダイオードD1の整流出力
は負荷容量への蓄積電荷の放電が遅いために（早くする
と、著しくパワーロスが増す）立ち下がることができ
ず、波形が歪むと同時に振幅が著しく減少する。
ところが、第１図のようにトランジスタQ2を設け、抵
抗R2、R3による検出電圧と正弦波発振器１の出力を誤差
増幅器２で比較して得た誤差信号（第２図（Ｆ））によ
り第２図（Ｄ）に示すようにPWM回路４の出力パルスを
制御し、このパルスによりトランジスタQ2を駆動するこ
とにより、トランジスタQ2は負荷に充電された余分の電
荷を強制的に放電させるため、出力波形を基準信号とし
て与えられた正弦波の所定倍に忠実に一致させることが
できる。
抗R2、R3による検出電圧と正弦波発振器１の出力を誤差
増幅器２で比較して得た誤差信号（第２図（Ｆ））によ
り第２図（Ｄ）に示すようにPWM回路４の出力パルスを
制御し、このパルスによりトランジスタQ2を駆動するこ
とにより、トランジスタQ2は負荷に充電された余分の電
荷を強制的に放電させるため、出力波形を基準信号とし
て与えられた正弦波の所定倍に忠実に一致させることが
できる。
従って、以上の実施例によれば、負荷に確実に正弦波
波形を持つ電源信号を入力することができる。
波形を持つ電源信号を入力することができる。
また、正弦波への出力制御は、昇圧トランスT1の１次
側へのフィードバックにより行なっているため、昇圧ト
ランスT1の駆動そのものは高周波駆動でよく、従来のよ
うに大きく重い低周波トランスを必要としない。
側へのフィードバックにより行なっているため、昇圧ト
ランスT1の駆動そのものは高周波駆動でよく、従来のよ
うに大きく重い低周波トランスを必要としない。
第３図以降に第１図の基本構成の変形例を示す。以下
の説明では、第１図と同じ、または相当する構成には同
一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
の説明では、第１図と同じ、または相当する構成には同
一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
第３図は第１図のPWM回路４を省略した他の実施例
で、第１図の実施例ではトランジスタQ2にスイッチング
動作を行なわせたのに対して、第３図ではトランジスタ
Q2をＡ級のリニア増幅器として動作させる。すなわち、
誤差増幅器２の出力によってトランジスタQ2のコレクタ
電流を制御する。このようなより簡単な構成によっても
前記同様の効果を得ることができる。
で、第１図の実施例ではトランジスタQ2にスイッチング
動作を行なわせたのに対して、第３図ではトランジスタ
Q2をＡ級のリニア増幅器として動作させる。すなわち、
誤差増幅器２の出力によってトランジスタQ2のコレクタ
電流を制御する。このようなより簡単な構成によっても
前記同様の効果を得ることができる。
第４図（Ａ）は、直流を重畳した信号を給電する場合
の構成を示している。第４図（Ａ）では、端子P1にダイ
オードD2および−VEの出力電圧をもつ電源PSからなるク
ランプ回路を接続している。このような構成によれば、
電源PSの出力電圧−VE分だけ負荷に給電される信号をマ
イナス側にクランプすることができる。出力信号のピー
ク値は、第４図（Ｂ）に示すように−VEに正弦波成分の
振幅V1を加算したものになる。
の構成を示している。第４図（Ａ）では、端子P1にダイ
オードD2および−VEの出力電圧をもつ電源PSからなるク
ランプ回路を接続している。このような構成によれば、
電源PSの出力電圧−VE分だけ負荷に給電される信号をマ
イナス側にクランプすることができる。出力信号のピー
ク値は、第４図（Ｂ）に示すように−VEに正弦波成分の
振幅V1を加算したものになる。
第５図はPWM回路５を省略した例を示している。ここ
では、昇圧トランスT1の１次側のトランジスタQ1を固定
周波数（50KHZ程度）の発振器６により駆動し、昇圧ト
ランスT1の１次側の入力電圧を直接誤差増幅器３により
制御している。このような構造はPWM回路を用いるより
も多少効率は低下するが、回路構成がより簡単になり、
特に低パワーの用途では好適である。誤差増幅器３は、
昇圧トランスT1の１次側を充分駆動できるように電力増
幅器などを含んでいてもよい。
では、昇圧トランスT1の１次側のトランジスタQ1を固定
周波数（50KHZ程度）の発振器６により駆動し、昇圧ト
ランスT1の１次側の入力電圧を直接誤差増幅器３により
制御している。このような構造はPWM回路を用いるより
も多少効率は低下するが、回路構成がより簡単になり、
特に低パワーの用途では好適である。誤差増幅器３は、
昇圧トランスT1の１次側を充分駆動できるように電力増
幅器などを含んでいてもよい。
出力のオン／オフをリモート制御する必要がある場合
には第６図に示すような構成を用いることができる。第
６図では、正弦波発振器１と誤差増幅器３の接続点をト
ランジスタQ3を介して接地電位に短絡できるようにして
ある。トランジスタQ3のオン／オフは端子P2を介してト
ランジスタQ3のベースを制御することにより行なう。出
力を遮断する場合には端子P2をハイレベルにし、正弦波
発振器１の出力を抵抗R7を介して接地する。
には第６図に示すような構成を用いることができる。第
６図では、正弦波発振器１と誤差増幅器３の接続点をト
ランジスタQ3を介して接地電位に短絡できるようにして
ある。トランジスタQ3のオン／オフは端子P2を介してト
ランジスタQ3のベースを制御することにより行なう。出
力を遮断する場合には端子P2をハイレベルにし、正弦波
発振器１の出力を抵抗R7を介して接地する。
このような構成により、画像形成装置においては、画
像プロセス中必要に応じて負荷への給電を制御できる。
像プロセス中必要に応じて負荷への給電を制御できる。
［発明の効果］ 以上から明らかなように、本発明によれば、少なくと
も低周波の正弦波成分を含む電源信号を負荷に給電する
電源装置において、高周波駆動可能な変圧器と、この変
圧器の２次側の出力を整流する整流器と、前記変圧器の
１次側を２次側の前記整流器の整流出力電圧と基準電圧
との誤差信号に応じた条件で高周波スイッチングする手
段と、前記基準電圧として正弦波信号を入力する発振器
と、前記整流出力電圧と前記正弦波信号の誤差信号に応
じた条件で前記整流器の出力端と接地電位間の導通度を
制御する手段を設けた構成を採用しているので、２次側
の整流出力電圧と、基準電圧としての正弦波信号の誤差
に応じて変圧器の１次側のスイッチングを制御すること
で、低周波トランスを用いることなく正弦波の出力信号
を形成することができるとともに、整流出力電圧と前記
正弦波信号の誤差信号に応じた条件で前記整流器の出力
端と接地電位間の導通度を制御することにより、負荷容
量の影響により波形が歪むのを防止でき、正確な正弦波
波形をもつ（含む）電源信号を負荷に給電できるなどの
優れた効果がある。
も低周波の正弦波成分を含む電源信号を負荷に給電する
電源装置において、高周波駆動可能な変圧器と、この変
圧器の２次側の出力を整流する整流器と、前記変圧器の
１次側を２次側の前記整流器の整流出力電圧と基準電圧
との誤差信号に応じた条件で高周波スイッチングする手
段と、前記基準電圧として正弦波信号を入力する発振器
と、前記整流出力電圧と前記正弦波信号の誤差信号に応
じた条件で前記整流器の出力端と接地電位間の導通度を
制御する手段を設けた構成を採用しているので、２次側
の整流出力電圧と、基準電圧としての正弦波信号の誤差
に応じて変圧器の１次側のスイッチングを制御すること
で、低周波トランスを用いることなく正弦波の出力信号
を形成することができるとともに、整流出力電圧と前記
正弦波信号の誤差信号に応じた条件で前記整流器の出力
端と接地電位間の導通度を制御することにより、負荷容
量の影響により波形が歪むのを防止でき、正確な正弦波
波形をもつ（含む）電源信号を負荷に給電できるなどの
優れた効果がある。
第１図は本発明を採用した電源装置の一実施例を示す回
路図、第２図（Ａ）〜（Ｆ）は第１図の装置の各部の電
圧波形を示す波形図、第３図はPWM回路を省略した他の
実施例を示す回路図、第４図（Ａ）は出力に直流を重畳
させる場合の他の実施例を示す回路図、第４図（Ｂ）は
第４図（Ａ）の端子の出力波形を示す波形図、第５図は
PWM回路を省略した異なる実施例を示す回路図、第６図
は出力制御のためのリモート回路を追加した実施例を示
す回路図である。 １……正弦波発振器、２……誤差増幅器 ３……誤差増幅器、４……PWM回路 ５……PWM回路、６……発振器
路図、第２図（Ａ）〜（Ｆ）は第１図の装置の各部の電
圧波形を示す波形図、第３図はPWM回路を省略した他の
実施例を示す回路図、第４図（Ａ）は出力に直流を重畳
させる場合の他の実施例を示す回路図、第４図（Ｂ）は
第４図（Ａ）の端子の出力波形を示す波形図、第５図は
PWM回路を省略した異なる実施例を示す回路図、第６図
は出力制御のためのリモート回路を追加した実施例を示
す回路図である。 １……正弦波発振器、２……誤差増幅器 ３……誤差増幅器、４……PWM回路 ５……PWM回路、６……発振器
Claims (1)
- 【請求項１】少なくとも低周波の正弦波成分を含む電源
信号を負荷に給電する電源装置において、高周波駆動可
能な変圧器と、この変圧器の２次側の出力を整流する整
流器と、前記変圧器の１次側を２次側の前記整流器の整
流出力電圧と基準電圧との誤差信号に応じた条件で高周
波スイッチングする手段と、前記基準電圧として正弦波
信号を入力する発振器と、前記整流出力電圧と前記正弦
波信号の誤差信号に応じた条件で前記整流器の出力端と
接地電位間の導通度を制御する手段を設けたことを特徴
とする電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63244246A JP2723265B2 (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 電源装置 |
| US07/414,274 US5173847A (en) | 1988-09-30 | 1989-09-29 | PWM power supply with synchronous rectifier and synchronizing oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63244246A JP2723265B2 (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0297226A JPH0297226A (ja) | 1990-04-09 |
| JP2723265B2 true JP2723265B2 (ja) | 1998-03-09 |
Family
ID=17115904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63244246A Expired - Fee Related JP2723265B2 (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2723265B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117795838A (zh) * | 2021-08-27 | 2024-03-29 | 松下知识产权经营株式会社 | 升压电路和传感器设备 |
-
1988
- 1988-09-30 JP JP63244246A patent/JP2723265B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0297226A (ja) | 1990-04-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |