JPH0389863A - 交流高圧電源装置 - Google Patents
交流高圧電源装置Info
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- JPH0389863A JPH0389863A JP1223299A JP22329989A JPH0389863A JP H0389863 A JPH0389863 A JP H0389863A JP 1223299 A JP1223299 A JP 1223299A JP 22329989 A JP22329989 A JP 22329989A JP H0389863 A JPH0389863 A JP H0389863A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 108091008695 photoreceptors Proteins 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Discharging, Photosensitive Material Shape In Electrophotography (AREA)
- Electrostatic Charge, Transfer And Separation In Electrography (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電子写真式の複写機、プリンタの交流帯電器
給電用等の交流高圧電源装置に関するものである。
給電用等の交流高圧電源装置に関するものである。
従来、静電分離用交流高圧電源として、一般にシーケン
ス制御用の直流２４Ｖを人力とするＤＣ−ＡＣインバー
タ回路が用いられ、高圧トランスの２次側に共振回路を
設けて正弦波の交流高圧が取り出されていた。
ス制御用の直流２４Ｖを人力とするＤＣ−ＡＣインバー
タ回路が用いられ、高圧トランスの２次側に共振回路を
設けて正弦波の交流高圧が取り出されていた。
従来、静電分離に正弦波が用いられてきた理由を考える
に、電子写真式の複写機の創生期の頃、高圧が商用波を
昇圧して作られたため正弦波が得られてしまう事、実験
データが正弦波によって積み重ねられたため、高圧発生
方式がインバータ方式に変ってからも正弦波が使用され
続けたものと思う。
に、電子写真式の複写機の創生期の頃、高圧が商用波を
昇圧して作られたため正弦波が得られてしまう事、実験
データが正弦波によって積み重ねられたため、高圧発生
方式がインバータ方式に変ってからも正弦波が使用され
続けたものと思う。
しかし、最近、−周期のなるべく長い間で平均的に帯電
電流を゛流す矩形波の方が、過渡のピーク電圧、電流に
よる感光体の劣化・損傷を防ぎ効率的である事がわかっ
てきて、矩形波帯電の要求が強まってきた。ところが、
トランスの昇圧比が、２００〜４００になるため、１次
側を矩形波で駆動しても、２次巻線の分布容量の影響が
大きくなって立上り、立下りが鈍ってしまい、又スイッ
チングに伴なうオーバシュートが大きくなり、立上り、
立下りが正弦波と同程度でオーバシュートは正弦波駆動
の場合のピーク値をオーバーするといった波形が得られ
るのがせいぜいであった。
電流を゛流す矩形波の方が、過渡のピーク電圧、電流に
よる感光体の劣化・損傷を防ぎ効率的である事がわかっ
てきて、矩形波帯電の要求が強まってきた。ところが、
トランスの昇圧比が、２００〜４００になるため、１次
側を矩形波で駆動しても、２次巻線の分布容量の影響が
大きくなって立上り、立下りが鈍ってしまい、又スイッ
チングに伴なうオーバシュートが大きくなり、立上り、
立下りが正弦波と同程度でオーバシュートは正弦波駆動
の場合のピーク値をオーバーするといった波形が得られ
るのがせいぜいであった。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、立上
り、立下がりが早く且つオーバシュートの小さい理想矩
形波に近い出力が得られる交流高圧電源装置を提供する
ことを目的とする。
り、立下がりが早く且つオーバシュートの小さい理想矩
形波に近い出力が得られる交流高圧電源装置を提供する
ことを目的とする。
前記目的を達成するため、本発明では、交流高圧電源装
置をつぎの（１）〜（６）のとおりに構成する。
置をつぎの（１）〜（６）のとおりに構成する。
（１）１次側に少くとも２個の巻線を又２次側に高圧巻
線を有するコンバータトランスと、該高圧巻線に接続し
た出力端と、該高圧巻線の出力の検出手段と、基準信号
源と、該検出手段の出力と該基準信号源の出力との差を
検出する減算手段と、該減算手段の出力に応じて出力の
パルス幅を変える高周波の繰り返し周波数のＰＷＭ回路
と、前記コンバータトランスの１次側の２個の巻線を該
ＰＷＭ回路の出力により前記低周波の繰り返し周期でプ
ッシュプル駆動する駆動手段とを備えた交流高圧電源装
置。
線を有するコンバータトランスと、該高圧巻線に接続し
た出力端と、該高圧巻線の出力の検出手段と、基準信号
源と、該検出手段の出力と該基準信号源の出力との差を
検出する減算手段と、該減算手段の出力に応じて出力の
パルス幅を変える高周波の繰り返し周波数のＰＷＭ回路
と、前記コンバータトランスの１次側の２個の巻線を該
ＰＷＭ回路の出力により前記低周波の繰り返し周期でプ
ッシュプル駆動する駆動手段とを備えた交流高圧電源装
置。
（２）前記（１）において、減算手段の出力は、基準信
号源の出力の正、負の位相に応じて極性反転されてＰＷ
Ｍ回路へ供給される交流高圧電源装置。
号源の出力の正、負の位相に応じて極性反転されてＰＷ
Ｍ回路へ供給される交流高圧電源装置。
（３）前記（１）において、ｇ算手段の出力は、基準信
号源の出力の正、負の位相に応じた別個のＰＷＭ回路へ
供給される交流高圧電源装置。
号源の出力の正、負の位相に応じた別個のＰＷＭ回路へ
供給される交流高圧電源装置。
（４）前記（１）、（２）、（３）において、減算手段
は、検出手段の出力と基準信号源の出力が同レベルのと
き、出力が零となるものである交流高圧電源装置。
は、検出手段の出力と基準信号源の出力が同レベルのと
き、出力が零となるものである交流高圧電源装置。
（５）前記（４）において、コンバータトランスの２次
側高圧巻線は、少なくとも６層以上の多層のセクション
ボビンに平均的に巻かれたものであり、かつコンバータ
トランスの１次側の巻線をプッシュプル駆動するスイッ
チング素子のオン時小さく選定されている交流高圧電源
装置。
側高圧巻線は、少なくとも６層以上の多層のセクション
ボビンに平均的に巻かれたものであり、かつコンバータ
トランスの１次側の巻線をプッシュプル駆動するスイッ
チング素子のオン時小さく選定されている交流高圧電源
装置。
（６）前記（５）において、スイッチング素子がＭＯ３
型ＦＥＴである交流高圧電源装置。
型ＦＥＴである交流高圧電源装置。
前記（１）〜（６）の構成により、交流高圧巻線の出力
は交流のまま検出され、基準信号源の矩形波出力と比較
され、その比較出力によりＰＷＭ制御を行い、制御ルー
プ全体でリアルタイムの制御が行われ、高圧矩形波出力
が得られる。
は交流のまま検出され、基準信号源の矩形波出力と比較
され、その比較出力によりＰＷＭ制御を行い、制御ルー
プ全体でリアルタイムの制御が行われ、高圧矩形波出力
が得られる。
（実施例１）
第１図は、本発明の第１実施例である“交流高圧電源装
置”の回路図である。
置”の回路図である。
本実施例は図示のように高圧コンバータトランスＴ１．
出力検出回路１１．矩形波基準信号発生回路１．減算回
路３１位相判別回路４．ＰＷＭ回路２．プッシュプル駆
動回路１０からなる。
出力検出回路１１．矩形波基準信号発生回路１．減算回
路３１位相判別回路４．ＰＷＭ回路２．プッシュプル駆
動回路１０からなる。
第２図に示す各部の電圧波形を参照にしながら本実施例
の構成、動作を説明する。基準信号発生回路１は、発振
周波数ｆ、＝５００Ｈｚの低周波の方形波■１を発生す
る。ＰＷＭ回路２は繰り返し周波数ｆ２＝１００ＫＨｚ
の高周波出力をコンバータトランスＴ１の１次側駆動用
のプッシュプル駆動回路１０の人力へ与える。プッシュ
プル駆動回路１０は％ ６．７のアンド回路、９のイン
バータ回路に依って、ＰＷＭ回路２の出力ｖ４を低周波
ｆ、で変調して、１次側のプッシュプル巻線を駆動する
。スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２のオン時のスイッチ速度
は立上り時間が１７２０ｆ＋より小さく選定される。コ
ンバータトランス丁、は低周波ｆ、以下の低域迄周波数
特性の伸びるトランスである。又２次側高圧巻線出力ｖ
２の立上り、。
の構成、動作を説明する。基準信号発生回路１は、発振
周波数ｆ、＝５００Ｈｚの低周波の方形波■１を発生す
る。ＰＷＭ回路２は繰り返し周波数ｆ２＝１００ＫＨｚ
の高周波出力をコンバータトランスＴ１の１次側駆動用
のプッシュプル駆動回路１０の人力へ与える。プッシュ
プル駆動回路１０は％ ６．７のアンド回路、９のイン
バータ回路に依って、ＰＷＭ回路２の出力ｖ４を低周波
ｆ、で変調して、１次側のプッシュプル巻線を駆動する
。スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２のオン時のスイッチ速度
は立上り時間が１７２０ｆ＋より小さく選定される。コ
ンバータトランス丁、は低周波ｆ、以下の低域迄周波数
特性の伸びるトランスである。又２次側高圧巻線出力ｖ
２の立上り、。
立下りを早くするため、高域の周波数特性を改善するた
め、２次側高圧巻線は１０〜１６層程度の多層のセクシ
ョンボビンに平均的に巻かれている。コンバータトラン
スＴ、の２次側出力ｖｏは、出力検出回路１１（抵抗Ｒ
ｙ 、Ｒ８に依る分圧回路）によってＶ。７ｍに分圧さ
れる。
め、２次側高圧巻線は１０〜１６層程度の多層のセクシ
ョンボビンに平均的に巻かれている。コンバータトラン
スＴ、の２次側出力ｖｏは、出力検出回路１１（抵抗Ｒ
ｙ 、Ｒ８に依る分圧回路）によってＶ。７ｍに分圧さ
れる。
基準信号Ｖｌと検出信号Ｖ ６ ／ ｍは、第２図に示
すような位相で減算回路３のオペアンプにＲ９、ＲＩＧ
を介して人力され、その出力に誤差信号ｖ２が得られる
。
すような位相で減算回路３のオペアンプにＲ９、ＲＩＧ
を介して人力され、その出力に誤差信号ｖ２が得られる
。
該誤差信号ｖ２は、位相判別回路４に依って、ｖｌの正
の位相に対応する期間の極性が反転されて出力ｖ３に変
換される。出力ｖ３はＰＷＭ回路２で高周波ｆ、＝ｌＯ
ＯＫｌ（ｚの繰り返しで入力電圧に応じたパルス幅を持
つ出力ｖ４に変換される。
の位相に対応する期間の極性が反転されて出力ｖ３に変
換される。出力ｖ３はＰＷＭ回路２で高周波ｆ、＝ｌＯ
ＯＫｌ（ｚの繰り返しで入力電圧に応じたパルス幅を持
つ出力ｖ４に変換される。
プッシュプル駆動回路１０は、該ＰＷＭ出力ｖ４を低周
波ｆ、＝５００ＨｚでコンバータトランスＴＩの１次側
のプッシュプル巻線駆動用ＦＥＴＱＩ、Ｑ２のゲートに
分割する。この時のコンバータトランスＴ１の１次、２
次の位相関係は、第２図のｖ、、ｖ、７ｍのタイミンを
満足するように設定される。この結果、出力端子ＰＩに
は、基準信号ｖ１の矩形波に近似し振幅がｍ倍の交流高
圧出力Ｖ。が得られる。
波ｆ、＝５００ＨｚでコンバータトランスＴＩの１次側
のプッシュプル巻線駆動用ＦＥＴＱＩ、Ｑ２のゲートに
分割する。この時のコンバータトランスＴ１の１次、２
次の位相関係は、第２図のｖ、、ｖ、７ｍのタイミンを
満足するように設定される。この結果、出力端子ＰＩに
は、基準信号ｖ１の矩形波に近似し振幅がｍ倍の交流高
圧出力Ｖ。が得られる。
（第２実施例）
第３図は、交流高圧出力に直流バイアスを重量した本発
明の第２実施例の回路図である。図中、３１は直流高圧
電源で、その出力は、コンバータトランスＴ、の２次側
高圧巻線の低圧側に接続される。
明の第２実施例の回路図である。図中、３１は直流高圧
電源で、その出力は、コンバータトランスＴ、の２次側
高圧巻線の低圧側に接続される。
コンバータトランスＴ１の２次側高圧出力ｖ０の検出出
力は、コンデンサＣ１ｌで直流分をカットされてから減
算回路３へ人力され、２次側高圧出力ｖ０は第１実施例
と同様に制御される。
力は、コンデンサＣ１ｌで直流分をカットされてから減
算回路３へ人力され、２次側高圧出力ｖ０は第１実施例
と同様に制御される。
（第３実施例）
第４図は、減算回路３の出力の正、負の位相で別個のＰ
ＷＭ回路を用いる、本発明の第３実施例の回路図である
。第５図の波形図を参照し、本実施例の構成、動作を説
明する。
ＷＭ回路を用いる、本発明の第３実施例の回路図である
。第５図の波形図を参照し、本実施例の構成、動作を説
明する。
４１は発振回路で、発振周波数ｆ２＝１００ＫＨｚの矩
形波出力ｖ−，を得る。該出力ｖ５は、４２．４３の鋸
歯状波発生回路に送られてそれぞれ正、負のスロープを
持つ鋸歯状Ｖ６．Ｖ、に変換される。コンパレータ４４
は、減算回路出力ｖ２の正成分とｖ６を比較しＰＷＭ出
力を得る。
形波出力ｖ−，を得る。該出力ｖ５は、４２．４３の鋸
歯状波発生回路に送られてそれぞれ正、負のスロープを
持つ鋸歯状Ｖ６．Ｖ、に変換される。コンパレータ４４
は、減算回路出力ｖ２の正成分とｖ６を比較しＰＷＭ出
力を得る。
同様にコンパレータ４５はｖ２の負成分とｖ６を比較し
てＰＷＭ出力を得る。プッシュプル駆動回路ｌＯ内のア
ンド回路４６．４７は、低周波領域ｆ＋＝５００Ｈｚの
位相選択と高周波領域ｆ、＝１００にｌｌｚに依る位相
選択を行う。
てＰＷＭ出力を得る。プッシュプル駆動回路ｌＯ内のア
ンド回路４６．４７は、低周波領域ｆ＋＝５００Ｈｚの
位相選択と高周波領域ｆ、＝１００にｌｌｚに依る位相
選択を行う。
このようにして、減算回路３の出力の正、負の位相に対
応する２個のＰＷＭ回路を用い、各ＰＷＭ回路の出力で
、プッシュプル駆動回路のＭＯ５型ＦＥＴ Ｑｌ、Ｑ
２を駆動する。本実施例では減算回路３の出力の正、負
に対応した別個のＰＷＭ回路を用いているので、第１実
施例。
応する２個のＰＷＭ回路を用い、各ＰＷＭ回路の出力で
、プッシュプル駆動回路のＭＯ５型ＦＥＴ Ｑｌ、Ｑ
２を駆動する。本実施例では減算回路３の出力の正、負
に対応した別個のＰＷＭ回路を用いているので、第１実
施例。
第２実施例のような位相判別回路を要しない。
以上説明したよう、本発明によれば、交流高圧出力波形
をそのまま低周波の基準信号源の矩形波出力と比較し、
その比較出力により高周波のＰＷＭ制御を行っているの
で、制御ループ全体でリアルタイムの制御が行われ、基
準信号源の出力波形と同じ波形の交流高圧出力を得るこ
とができる。
をそのまま低周波の基準信号源の矩形波出力と比較し、
その比較出力により高周波のＰＷＭ制御を行っているの
で、制御ループ全体でリアルタイムの制御が行われ、基
準信号源の出力波形と同じ波形の交流高圧出力を得るこ
とができる。
よって負荷変動、環境等に対して完全に独立な矩形波の
交流電圧出力を得ることができる。特にに負荷が電子写
真方式に用いられる帯電器のとき、その正、負の帯電特
性の不平衡性に起因する波形歪を完全に無くすことが可
能である。
交流電圧出力を得ることができる。特にに負荷が電子写
真方式に用いられる帯電器のとき、その正、負の帯電特
性の不平衡性に起因する波形歪を完全に無くすことが可
能である。
第１図は、本発明の第１実施例の回路図、第２図は同実
施例の各部の電圧波形図、第３図は第２実施例の回路図
、第４図は第３実施例の回路図、第５図は同実施例の各
部の電圧波形図である。 Ｔ、−−−−コンバータトランス １−−−−矩形波基準信号発生回路 ２−−−−−− Ｐ Ｗ Ｍ回路 ３−−−−−−減算回路 １０−−−−−−プッシュプル駆動回路！ １・・・・・・出力検出回路
施例の各部の電圧波形図、第３図は第２実施例の回路図
、第４図は第３実施例の回路図、第５図は同実施例の各
部の電圧波形図である。 Ｔ、−−−−コンバータトランス １−−−−矩形波基準信号発生回路 ２−−−−−− Ｐ Ｗ Ｍ回路 ３−−−−−−減算回路 １０−−−−−−プッシュプル駆動回路！ １・・・・・・出力検出回路
Claims (6)
- （１）１次側に少くとも２個の巻線を又２次側に高圧巻
線を有するコンバータトランスと、該高圧巻線に接続し
た出力端と、該高圧巻線の出力の検出手段と、基準信号
源と、該検出手段の出力と該基準信号源の出力との差を
検出する減算手段と、該減算手段の出力に応じて出力の
パルス幅を変える高周波の繰り返し周波数のＰＷＭ回路
と、前記コンバータトランスの１次側の２個の巻線を該
ＰＷＭ回路の出力により前記低周波の繰り返し周期でプ
ッシュプル駆動する駆動手段とを備えたことを特徴とす
る交流高圧電源装置。 - （２）減算手段の出力は、基準信号源の出力の正、負の
位相に応じて極性反転されてＰＷＭ回路へ供給されるこ
とを特徴とする請求項１記載の交流高圧電源装置。 - （３）減算手段の出力は、基準信号源の出力の正、負の
位相に応じた別個のＰＷＭ回路へ供給されることを特徴
とする請求項１記載の交流高圧電源装置。 - （４）減算手段は、検出手段の出力と基準信号源の出力
が同レベルのとき、出力が零となるものであることを特
徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３記載の交流
高圧電源装置。 - （５）コンバータトランスの２次側高圧巻線は、少なく
とも６層以上の多層のセクションボビンに平均的に巻か
れたものであり、かつコンバータトランスの１次側の巻
線をプッシュプル駆動するスイッチング素子のオン時の
立ち上り時間は、（１／２０×低周波の周波数）より小
さく選定されていることを特徴する請求項４記載の交流
高圧電源装置。 - （６）スイッチング素子がＭＯＳ型ＦＥＴであることを
特徴とする請求項５記載の交流高圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1223299A JPH0389863A (ja) | 1989-08-31 | 1989-08-31 | 交流高圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1223299A JPH0389863A (ja) | 1989-08-31 | 1989-08-31 | 交流高圧電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0389863A true JPH0389863A (ja) | 1991-04-15 |
Family
ID=16795970
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1223299A Pending JPH0389863A (ja) | 1989-08-31 | 1989-08-31 | 交流高圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0389863A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5309240A (en) * | 1991-01-18 | 1994-05-03 | Nec Corporation | CCD linear image sensor including a CCD shift register on both sides of linearly arranged photosensor cells |
| KR20010097654A (ko) * | 2000-04-25 | 2001-11-08 | 김홍기 | 고압자동조정회로 및 그에 따른 조정방법 |
-
1989
- 1989-08-31 JP JP1223299A patent/JPH0389863A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5309240A (en) * | 1991-01-18 | 1994-05-03 | Nec Corporation | CCD linear image sensor including a CCD shift register on both sides of linearly arranged photosensor cells |
| KR20010097654A (ko) * | 2000-04-25 | 2001-11-08 | 김홍기 | 고압자동조정회로 및 그에 따른 조정방법 |
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