JP2023105327A - 車載用充電器 - Google Patents

Abstract

【課題】ブリッジ回路による昇圧後の直流電圧の変動を抑える車載用充電器を提供する。【解決手段】車載用充電器２のブリッジ回路２１は、第１のトランジスタ３１と、第２のトランジスタ３２と、第３のトランジスタ３３と、第４のトランジスタ３４とを備えている。また、ブリッジ回路２１は、ブートストラップ回路１６と第１のトランジスタ３１の制御端子との間に接続されている第１の抵抗３５と、ブートストラップ回路１６と第２のトランジスタ３２の制御端子との間に接続されている第２の抵抗３６と、ブートストラップ回路１６と第３のトランジスタ３３の制御端子との間に接続されている第３の抵抗３７と、ブートストラップ回路１６と第４のトランジスタ３４の制御端子との間に接続されている第４の抵抗３８と、を備えている。【選択図】図２

Description

本開示は、車載用充電器に関するものである。

交流直流変換部から出力された直流電圧を昇圧するブリッジ回路を有し、ブリッジ回路による昇圧後の直流電圧によって車載用バッテリを充電させる車載用充電器がある（特許文献１を参照）。当該ブリッジ回路は、第１のトランジスタと第２のトランジスタと第３のトランジスタと第４のトランジスタとを備えている。第１のトランジスタと第３のトランジスタとは、高電位側のトランジスタであり、第２のトランジスタと第４のトランジスタとは、低電位側のトランジスタである。第１のトランジスタと第２のトランジスタとが直列に接続されており、第３のトランジスタと第４のトランジスタとが直列に接続されている。当該車載用充電器は、第１のトランジスタ、第２のトランジスタ、第３のトランジスタ及び第４のトランジスタにおけるそれぞれの開閉状態を制御する制御回路を備えている。
制御回路は、第１のトランジスタ及び第４のトランジスタのそれぞれを閉状態から開状態に遷移させ、かつ、第２のトランジスタ及び第３のトランジスタのそれぞれを開状態から閉状態に遷移させる第１の制御を行う。また、制御回路は、第１のトランジスタ及び第４のトランジスタのそれぞれを開状態から閉状態に遷移させ、かつ、第２のトランジスタ及び第３のトランジスタのそれぞれを閉状態から開状態に遷移させる第２の制御を行う。

制御回路は、第１のトランジスタ、又は、第３のトランジスタのいずれかを開状態から閉状態に遷移させるときには、第１のゲート閾値電圧よりも高い第１のゲート電圧を、第１のトランジスタのゲート端子、又は、第３のトランジスタのゲート端子のいずれかに与える。制御回路は、第２のトランジスタ、又は、第４のトランジスタのいずれかを開状態から閉状態に遷移させるときには、第２のゲート閾値電圧よりも高い第２のゲート電圧を、第２のトランジスタのゲート端子、又は、第４のトランジスタのゲート端子のいずれかに与える。
第１のトランジスタが閉状態であるときは、第１のトランジスタのソース端子に印加される電圧は、交流直流変換部から出力された直流電圧と同電位になる。また、第３のトランジスタが閉状態であるときは、第３のトランジスタのソース端子に印加される電圧は、交流直流変換部から出力された直流電圧と同電位になる。このため、第１のゲート閾値電圧は、当該直流電圧よりも数ボルト高い電圧である。
一方、第２のトランジスタのソース端子に印加される電圧は、直流電圧の基準電位である。また、第４のトランジスタのソース端子に印加される電圧は、直流電圧の基準電位である。このため、第２のゲート閾値電圧は、直流電圧の基準電位よりも数ボルト高い電圧である。

国際公開第２０１７／１７９２００号

特許文献１に開示されている車載用充電器では、第１のゲート閾値電圧と第２のゲート閾値電圧とが異なり、第１のゲート電圧と第２のゲート電圧とが異なる。このため、第１の制御、あるいは、第２の制御が行われるとき、第１のゲート電圧が第１のゲート閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミング（以下「第１のタイミング」という）と、第２のゲート電圧が第２のゲート閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミング（以下「第２のタイミング」という）と異なることがある。第１のタイミングと第２のタイミングとが異なれば、第１のトランジスタが閉状態になるタイミングと第４のトランジスタが閉状態になるタイミングとの間にずれが生じ、また、第２のトランジスタが閉状態になるタイミングと第３のトランジスタが閉状態になるタイミングとの間にずれが生じる。
上記のように閉状態になるタイミングにずれが生じることで、スイッチング損失に差が生じてしまうことがあるという課題があった。

本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、スイッチング損失の差を抑えることができる車載用充電器を得ることを目的とする。

本開示に係る車載用充電器は、第１の直流電圧を昇圧するブリッジ回路を有し、ブリッジ回路による昇圧後の直流電圧である第２の直流電圧によってバッテリを充電させる電力変換回路と、ブリッジ回路を制御する制御回路とを備えている。また、車載用充電器のブリッジ回路は、第１の直流電圧が入力端子に印加される第１のトランジスタと、第１のトランジスタの出力端子と入力端子が接続され、出力端子の電位が第１の直流電圧の基準電位である第２のトランジスタと、第１の直流電圧が入力端子に印加される第３のトランジスタと、第３のトランジスタの出力端子と入力端子が接続され、出力端子の電位が基準電位である第４のトランジスタと、制御回路と第１のトランジスタの制御端子との間に接続されている第１の抵抗と、制御回路と第２のトランジスタの制御端子との間に接続されている第２の抵抗と、制御回路と第３のトランジスタの制御端子との間に接続されている第３の抵抗と、制御回路と第４のトランジスタの制御端子との間に接続されている第４の抵抗とを備えている。

本開示によれば、スイッチング損失の差を抑えることができる。

実施の形態１に係る車載用充電器２を示す構成図である。 実施の形態１に係る車載用充電器２に含まれているブリッジ回路２１及びブートストラップ回路１６を示す構成図である。 第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。 抵抗値調整後の、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。 ４つのトランジスタ３１～３４におけるそれぞれのソース端子の電位を基準電位とした場合の、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。 ４つのトランジスタ３１～３４におけるそれぞれのソース端子の電位を基準電位とした場合の抵抗値調整後の、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。

以下、本開示をより詳細に説明するために、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る車載用充電器２を示す構成図である。
図２は、実施の形態１に係る車載用充電器２に含まれているブリッジ回路２１及びブートストラップ回路１６を示す構成図である。
図１において、系統電源１は、例えば、ショッピングセンサーに設置されている充電用電源、ガソリンスタンドに設置されている充電用電源、あるいは、家庭に設置されている充電用電源である。
系統電源１は、交流電力を車載用充電器２に供給する。

車載用充電器２は、交流直流変換器（以下「ＡＣ／ＤＣコンバータ」という）１１、電力変換回路（以下「ＤＣ／ＤＣコンバータ」という）１２、直流電圧計１３、電解コンデンサ１４及び制御回路１５を備えている。
車載用充電器２は、系統電源１から出力された交流電力を直流電力に変換する。
車載用充電器２は、変換後の直流電力の直流電圧である第１の直流電圧を昇圧し、昇圧後の直流電圧である第２の直流電圧によってバッテリ３を充電させる。
バッテリ３は、例えば、電気自動車のモータ、あるいは、車両に実装されている電子機器に供給するための直流電力を充電する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、系統電源１から出力された交流電力を直流電力に変換する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ１２に出力する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、ブリッジ回路２１、変圧回路２２、整流回路２３及び平滑回路２４を備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から出力された直流電力の直流電圧である第１の直流電圧を昇圧する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、昇圧後の直流電圧である第２の直流電圧によってバッテリ３を充電させる。

ブリッジ回路２１は、図２に示すように、４つのトランジスタと、４つの抵抗とを備えている。
４つのトランジスタのそれぞれは、例えば、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）によって実現される。ただし、これは一例に過ぎず、４つのトランジスタのそれぞれは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ以外のトランジスタによって実現されるものであってもよい。
４つのトランジスタは、第１のトランジスタ３１と、第２のトランジスタ３２と、第３のトランジスタ３３と、第４のトランジスタ３４とである。
４つの抵抗は、第１の抵抗３５と、第２の抵抗３６と、第３の抵抗３７と、第４の抵抗３８とである。

図２に示すブリッジ回路２１では、説明の便宜上、４つのトランジスタのそれぞれが、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであるとしている。
第１のトランジスタ３１と第２のトランジスタ３２とは、直列に接続されており、第３のトランジスタ３３と第４のトランジスタ３４とは、直列に接続されている。
第１のトランジスタ３１及び第２のトランジスタ３２を含む直列回路と、第３のトランジスタ３３及び第４のトランジスタ３４を含む直列回路とは、並列に接続されている。

第１のトランジスタ３１の入力端子であるドレイン端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の一方の出力端子と接続されている。第１のトランジスタ３１のドレイン端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から出力された第１の直流電圧が印加される。
第１のトランジスタ３１の出力端子であるソース端子は、第２のトランジスタ３２の入力端子であるドレイン端子及び変圧回路２２の入力側の一端のそれぞれと接続されている。
第２のトランジスタ３２のドレイン端子は、第１のトランジスタ３１のソース端子及び変圧回路２２の入力側の一端のそれぞれと接続されている。
第２のトランジスタ３２の出力端子であるソース端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の他方の出力端子と接続されている。第２のトランジスタ３２のソース端子の電位は、第１の直流電圧の基準電位である。

第３のトランジスタ３３の入力端子であるドレイン端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の一方の出力端子と接続されている。第３のトランジスタ３３のドレイン端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から出力された第１の直流電圧が印加される。
第３のトランジスタ３３の出力端子であるソース端子は、第４のトランジスタ３４の入力端子であるドレイン端子及び変圧回路２２の入力側の他端のそれぞれと接続されている。
第４のトランジスタ３４のドレイン端子は、第３のトランジスタ３３のソース端子及び変圧回路２２の入力側の他端のそれぞれと接続されている。
第４のトランジスタ３４の出力端子であるソース端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１の他方の出力端子と接続されている。第４のトランジスタ３４のソース端子の電位は、第１の直流電圧の基準電位である。

第１の抵抗３５の一端は、制御回路１５に含まれているブートストラップ回路１６のドライバ回路４５ａと接続されている。
第１の抵抗３５の他端は、第１のトランジスタ３１の制御端子であるゲート端子と接続されている。
第２の抵抗３６の一端は、ブートストラップ回路１６のドライバ回路４６ａと接続されている。
第２の抵抗３６の他端は、第２のトランジスタ３２の制御端子であるゲート端子と接続されている。

第３の抵抗３７の一端は、ブートストラップ回路１６のドライバ回路４５ｂと接続されている。
第３の抵抗３７の他端は、第３のトランジスタ３３の制御端子であるゲート端子と接続されている。
第４の抵抗３８の一端は、ブートストラップ回路１６のドライバ回路４６ｂと接続されている。
第４の抵抗３８の他端は、第４のトランジスタ３４の制御端子であるゲート端子と接続されている。
第１の抵抗３５、第２の抵抗３６、第３の抵抗３７及び第４の抵抗３８のそれぞれは、固定抵抗であってもよいし、可変抵抗であってもよい。
第１の抵抗３５、第２の抵抗３６、第３の抵抗３７及び第４の抵抗３８のそれぞれが可変抵抗であれば、それぞれの抵抗の抵抗値は、例えば、車載用充電器２の組立時に、スイッチング損失の差が抑制されるように調整が済んでいる。
また、第１の抵抗３５、第２の抵抗３６、第３の抵抗３７及び第４の抵抗３８のそれぞれが固定抵抗であれば、それぞれの抵抗は、スイッチング損失の差が抑制される抵抗値を有するものが用いられる。

変圧回路２２は、例えば、一次巻線と二次巻線とが鉄心に巻回されている変圧器によって実現される。一次巻線は、変圧回路２２の入力側であり、二次巻線は、変圧回路２２の出力側である。
変圧回路２２の一次巻線の一端は、第１のトランジスタ３１のソース端子及び第２のトランジスタ３２のドレイン端子のそれぞれと接続されている。
変圧回路２２の一次巻線の他端は、第３のトランジスタ３３のソース端子及び第４のトランジスタ３４のドレイン端子のそれぞれと接続されている。
変圧回路２２の二次巻線は、整流回路２３と接続されている。
変圧回路２２では、一次巻線の一端に印加されている電圧と一次巻線の他端に印加されている電圧との電位差に比例する電圧が二次巻線の両端に現れる。

整流回路２３は、例えば、ダイオードによって実現される。
整流回路２３は、変圧回路２２の二次巻線の両端に現れている電圧を整流し、第２の直流電圧として、整流後の電圧を平滑回路２４に出力する。

平滑回路２４は、鉄心に巻線が巻回されているコイル２５とコンデンサ２６とを有するＬＣフィルタによって実現される。
平滑回路２４は、整流回路２３から出力された第２の直流電圧に重畳されているリップル成分を抑圧する。
平滑回路２４は、リップル成分抑圧後の第２の直流電圧によってバッテリ３を充電させる。

直流電圧計１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から出力された直流電力の直流電圧である第１の直流電圧を計測する。
直流電圧計１３は、第１の直流電圧の計測値を制御回路１５に出力する。
電解コンデンサ１４の一端は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から出力された第１の直流電圧が印加される。
電解コンデンサ１４の他端の電位は、第１の直流電圧の基準電位である。
電解コンデンサ１４は、車載用充電器２の安定化のために設けられている。

制御回路１５は、ブートストラップ回路１６を備えている。
制御回路１５は、直流電圧計１３から出力された第１の直流電圧の計測値に基づいて、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１２のそれぞれを制御する。
ブートストラップ回路１６は、第１のトランジスタ３１、第２のトランジスタ３２、第３のトランジスタ３３及び第４のトランジスタ３４におけるそれぞれのゲート端子に印加するゲート電圧を制御することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を制御する。

ブートストラップ回路１６は、第１の電源部４１ａ，４１ｂ、ダイオード４２ａ，４２ｂ、第２の電源部４３ａ，４３ｂ及びマイコン４４ａ，４４ｂを備えている。
第１の電源部４１ａ，４１ｂのそれぞれは、駆動電圧を出力する電源である。
ダイオード４２ａは、例えば、ファストリカバリーダイオードによって実現される。
ダイオード４２ａによって順方向ドロップ電圧が生じるため、ダイオード４２ａから出力される電圧は、第１の電源部４１ａから出力された駆動電圧よりも順方向ドロップ電圧だけ低い電圧になる。
ダイオード４２ｂは、例えば、ファストリカバリーダイオードによって実現される。
ダイオード４２ｂによって順方向ドロップ電圧が生じるため、ダイオード４２ｂから出力される電圧は、第１の電源部４１ｂから出力された駆動電圧よりも順方向ドロップ電圧だけ低い電圧になる。

第２の電源部４３ａは、例えば、バイパスコンデンサによって実現される。
第２の電源部４３ａは、ダイオード４２ａから出力された電圧を安定化させる。
第２の電源部４３ｂは、例えば、バイパスコンデンサによって実現される。
第２の電源部４３ｂは、ダイオード４２ｂから出力された電圧を安定化させる。

マイコン４４ａは、ドライバ回路４５ａ及びドライバ回路４６ａを有している。
ドライバ回路４５ａは、制御回路１５から、第１のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号が与えられる。第１のＰＷＭ信号に含まれているパルスの間隔及びパルス幅のそれぞれは、例えば、第１の直流電圧の計測値に応じて決定される。
ドライバ回路４５ａは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＨ（Ｈｉｇｈｔ）レベルであるとき、第２の電源部４３ａにより発生された電圧を用いて、第１のトランジスタ３１のゲート端子に印加する第１のゲート電圧として、第１のトランジスタ３１の第１のゲート閾値電圧（閾値電圧）よりも高い電圧を生成する。第１のゲート閾値電圧は、例えば、電解コンデンサ１４の両端に印加されている第１の直流電圧に対して、数ボルトが加算された電圧である。第１のゲート電圧は、第２の電源部４３ａから、第１の抵抗３５を介して出力された電圧と、電解コンデンサ１４の両端に印加されている第１の直流電圧との合成電圧である。
ドライバ回路４５ａは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＬ（Ｌｏｗ）レベルであるとき、第１のトランジスタ３１のゲート端子に印加する第１のゲート電圧として、第１のゲート閾値電圧よりも低い電圧を生成する。

ドライバ回路４６ａは、制御回路１５から、第２のＰＷＭ信号が与えられる。第２のＰＷＭ信号に含まれているパルスの間隔及びパルス幅のそれぞれは、例えば、第１の直流電圧の計測値に応じて決定される。
ドライバ回路４６ａに与えられる第２のＰＷＭ信号の信号レベルは、ドライバ回路４５ａに与えられる第１のＰＷＭ信号の信号レベルと逆になっている。即ち、ドライバ回路４５ａに与えられる第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであれば、ドライバ回路４６ａに与えられる第２のＰＷＭ信号の信号レベルは、Ｌレベルである。ドライバ回路４５ａに与えられる第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであれば、ドライバ回路４６ａに与えられる第２のＰＷＭ信号の信号レベルは、Ｈレベルである。ここでは、ドライバ回路４６ａに与えられる第２のＰＷＭ信号の信号レベルが、ドライバ回路４５ａに与えられる第１のＰＷＭ信号の信号レベルと逆になっている例を示している。ただし、これは一例に過ぎず、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号の双方がＬレベルになる期間も存在する。
ドライバ回路４６ａは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第１の電源部４１ａから出力された駆動電圧を用いて、第２のトランジスタ３２のゲート端子に印加する第２のゲート電圧として、第２のトランジスタ３２の第２のゲート閾値電圧（閾値電圧）よりも高い電圧を生成する。第２のゲート閾値電圧は、例えば、第１の直流電圧の基準電位に対して、数ボルトが加算された電圧である。第２のゲート電圧は、第１の電源部４１ａから、第２の抵抗３６を介して出力された電圧である。
ドライバ回路４６ａは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第２のトランジスタ３２のゲート端子に印加する第２のゲート電圧として、第２のゲート閾値電圧よりも低い電圧を生成する。

マイコン４４ｂは、ドライバ回路４５ｂ及びドライバ回路４６ｂを有している。
ドライバ回路４５ｂは、制御回路１５から、第２のＰＷＭ信号が与えられる。
ドライバ回路４５ｂに与えられる第２のＰＷＭ信号は、ドライバ回路４６ａに与えられる第２のＰＷＭ信号と同じである。
ドライバ回路４５ｂは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第２の電源部４３ｂにより発生された電圧を用いて、第３のトランジスタ３３のゲート端子に印加する第３のゲート電圧として、第３のトランジスタ３３の第３のゲート閾値電圧（閾値電圧）よりも高い電圧を生成する。第３のゲート閾値電圧は、第１のトランジスタ３１の第１のゲート閾値電圧と同じである。第３のゲート電圧は、第２の電源部４３ｂから、第３の抵抗３７を介して出力された電圧と、電解コンデンサ１４の両端に印加されている第１の直流電圧との合成電圧である。
ドライバ回路４５ｂは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第３のトランジスタ３３のゲート端子に印加する第３のゲート電圧として、第３のゲート閾値電圧よりも低い電圧を生成する。

ドライバ回路４６ｂは、制御回路１５から、第１のＰＷＭ信号が与えられる。
ドライバ回路４６ｂに与えられる第１のＰＷＭ信号は、ドライバ回路４５ａに与えられる第１のＰＷＭ信号と同じである。
ドライバ回路４６ｂは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第１の電源部４１ｂから出力された駆動電圧を用いて、第４のトランジスタ３４のゲート端子に印加する第４のゲート電圧として、第４のトランジスタ３４の第４のゲート閾値電圧（閾値電圧）よりも高い電圧を生成する。第４のゲート閾値電圧は、第２のトランジスタ３２の第２のゲート閾値電圧と同じである。第４のゲート電圧は、第１の電源部４１ｂから、第４の抵抗３８を介して出力された電圧である。
ドライバ回路４６ｂは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第４のトランジスタ３４のゲート端子に印加する第４のゲート電圧として、第４のゲート閾値電圧よりも低い電圧を生成する。

次に、図１に示す車載用充電器２の動作について説明する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、系統電源１から交流電力を受けると、交流電力を直流電力に変換する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ１２に出力する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１から直流電力を受けると、直流電力の直流電圧である第１の直流電圧Ｖ_１を昇圧する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、昇圧後の直流電圧である第２の直流電圧Ｖ_２によってバッテリ３を充電させる。バッテリ３が、例えば、電気自動車のモータに電力を供給するためのバッテリであれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、モータの駆動に必要な電圧まで、第１の直流電圧Ｖ_１を昇圧する。

直流電圧計１３は、第１の直流電圧Ｖ_１を計測し、第１の直流電圧Ｖ_１の計測値を制御回路１５に出力する。
制御回路１５は、直流電圧計１３から、第１の直流電圧Ｖ_１の計測値を取得する。
制御回路１５は、第１の直流電圧Ｖ_１の計測値が所望の電圧値になるように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。
制御回路１５のブートストラップ回路１６は、バッテリ３が、例えば、電気自動車のモータに電力を供給するためのバッテリであれば、第２の直流電圧Ｖ_２がモータの駆動に必要な電圧になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２のブリッジ回路２１を制御する。
以下、ブートストラップ回路１６によるブリッジ回路２１の制御を具体的に説明する。

ブートストラップ回路１６は、制御回路１５から、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号のそれぞれを取得する。
第１のＰＷＭ信号は、第１のトランジスタ３１及び第４のトランジスタ３４のそれぞれを制御するための信号であり、第２のＰＷＭ信号は、第２のトランジスタ３２及び第３のトランジスタ３３のそれぞれを制御するための信号である。
第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであれば、第１のＰＷＭ信号は、第１のトランジスタ３１及び第４のトランジスタ３４のそれぞれを開状態から閉状態に遷移させる旨を示している。第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであれば、第１のＰＷＭ信号は、第１のトランジスタ３１及び第４のトランジスタ３４のそれぞれを閉状態から開状態に遷移させる旨を示している。
また、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであれば、第２のＰＷＭ信号は、第２のトランジスタ３２及び第３のトランジスタ３３のそれぞれを開状態から閉状態に遷移させる旨を示している。第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであれば、第２のＰＷＭ信号は、第２のトランジスタ３２及び第３のトランジスタ３３のそれぞれを閉状態から開状態に遷移させる旨を示している。

第１の電源部４１ａは、駆動電圧Ｖｄ_１をドライバ回路４６ａに印加し、第１の電源部４１ｂは、駆動電圧Ｖｄ_１をドライバ回路４６ｂに印加する。
第１の電源部４１ａから出力された駆動電圧Ｖｄ_１は、ダイオード４２ａによって順方向ドロップ電圧ｖｆが生じる。このため、ダイオード４２ａから第２の電源部４３ａに出力される駆動電圧Ｖｄ_２は、駆動電圧Ｖｄ_１よりも順方向ドロップ電圧ｖｆだけ低い電圧（Ｖｄ_１－ｖｆ）になる。
また、第１の電源部４１ｂから出力された駆動電圧Ｖｄ_１は、ダイオード４２ｂによって順方向ドロップ電圧ｖｆが生じる。このため、ダイオード４２ｂから第２の電源部４３ｂに出力される駆動電圧Ｖｄ_２は、駆動電圧Ｖｄ_１よりも順方向ドロップ電圧ｖｆだけ低い電圧（Ｖｄ_１－ｖｆ）になる。
車載用充電器２が扱う電圧は、高電圧である。このため、ダイオード４２ａ，４２ｂとして、高耐圧なダイオードであるファストリカバリーダイオードが使用される。ダイオード４２ａ，４２ｂが高耐圧なダイオードであるため、ダイオード４２ａ，４２ｂによる順方向ドロップ電圧Ｖｆは、高耐圧ではないダイオードによる順方向ドロップ電圧Ｖｆよりも大きくなる。

第２の電源部４３ａは、ダイオード４２ａから出力された駆動電圧Ｖｄ_２を安定化させる。
第２の電源部４３ａは、安定化後の駆動電圧Ｖｄ_２をドライバ回路４５ａに印加する。
第２の電源部４３ｂは、ダイオード４２ｂから出力された駆動電圧Ｖｄ_２を安定化させる。
第２の電源部４３ｂは、安定化後の駆動電圧Ｖｄ_２をドライバ回路４５ｂに印加する。

ドライバ回路４５ａは、制御回路１５から、第１のＰＷＭ信号が与えられる。
ドライバ回路４５ａは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第２の電源部４３ａによる安定化後の駆動電圧Ｖｄ_２を用いて、第１のトランジスタ３１のゲート端子に印加する第１のゲート電圧Ｖｇ_１として、第１のトランジスタ３１の第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも高い電圧を生成する。この場合の第１のゲート電圧Ｖｇ_１は、第２の電源部４３ａから、第１の抵抗３５を介して出力された電圧Ｖｄ_Ｒ１（＝Ｖｄ_２－第１の抵抗３５による電圧降下）と第１の直流電圧Ｖ_１との合成電圧Ｖｄ_Ｒ１＋Ｖ_１であり、Ｖｇ_１＞Ｖｔｈ_１である。
ドライバ回路４５ａは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第１のトランジスタ３１のゲート端子に印加する第１のゲート電圧Ｖｇ_１として、第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも低い電圧を生成する。この場合の第１のゲート電圧Ｖｇ_１は、例えば、０［Ｖ］の電圧であり、Ｖｇ_１＜Ｖｔｈ_１である。

ドライバ回路４６ａは、制御回路１５から、第２のＰＷＭ信号が与えられる。
ドライバ回路４６ａは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第１の電源部４１ａから出力された駆動電圧Ｖｄ_１を用いて、第２のトランジスタ３２のゲート端子に印加する第２のゲート電圧Ｖｇ_２として、第２のトランジスタ３２の第２のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_２よりも高い電圧を生成する。この場合の第２のゲート電圧Ｖｇ_２は、第１の電源部４１ａから、第２の抵抗３６を介して出力された電圧Ｖｄ_Ｒ２（＝Ｖｄ_１－第２の抵抗３６による電圧降下）と第１の直流電圧Ｖ_１の基準電位Ｖ_０との合成電圧Ｖｄ_Ｒ２＋Ｖ_０であり、Ｖｇ_２＞Ｖｔｈ_２である。第１の直流電圧Ｖ_１の基準電位Ｖ_０が０［Ｖ］であれば、Ｖｇ_１＝Ｖｄ_Ｒ２である。Ｖｔｈ_１＞Ｖｔｈ_２であるため、Ｖｇ_１＞Ｖｇ_２である。
ドライバ回路４６ａは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第２のトランジスタ３２のゲート端子に印加する第２のゲート電圧Ｖｇ_２として、第２のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_２よりも低い電圧を生成する。この場合の第２のゲート電圧Ｖｇ_２は、例えば、０［Ｖ］の電圧であり、Ｖｇ_２＜Ｖｔｈ_２である。

ドライバ回路４５ｂは、制御回路１５から、第２のＰＷＭ信号が与えられる。
ドライバ回路４５ｂは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第２の電源部４３ｂによる安定化後の駆動電圧Ｖｄ_２を用いて、第３のトランジスタ３３のゲート端子に印加する第３のゲート電圧Ｖｇ_３として、第３のトランジスタ３３の第３のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_３よりも高い電圧を生成する。この場合の第３のゲート電圧Ｖｇ_３は、第２の電源部４３ｂから、第３の抵抗３７を介して出力された電圧Ｖｄ_Ｒ３（＝Ｖｄ_２－第３の抵抗３７による電圧降下）と第１の直流電圧Ｖ_１との合成電圧Ｖｄ_Ｒ３＋Ｖ_１であり、Ｖｇ_３＞Ｖｔｈ_３である。Ｖｇ_１＝Ｖｇ_３、Ｖｔｈ_１＝Ｖｔｈ_３である。
ドライバ回路４５ｂは、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第３のトランジスタ３３のゲート端子に印加する第３のゲート電圧Ｖｇ_３として、第３のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_３よりも低い電圧を生成する。この場合の第３のゲート電圧Ｖｇ_３は、例えば、０［Ｖ］の電圧であり、Ｖｇ_３＜Ｖｔｈ_３である。

ドライバ回路４６ｂは、制御回路１５から、第１のＰＷＭ信号が与えられる。
ドライバ回路４６ｂは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第１の電源部４１ｂから出力された駆動電圧Ｖｄ_１を用いて、第４のトランジスタ３４のゲート端子に印加する第４のゲート電圧Ｖｇ_４として、第４のトランジスタ３４の第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも高い電圧を生成する。この場合の第４のゲート電圧Ｖｇ_４は、第１の電源部４１ｂから、第４の抵抗３８を介して出力された電圧Ｖｄ_Ｒ４（＝Ｖｄ_１－第４の抵抗３８による電圧降下）と第１の直流電圧Ｖ_１の基準電位Ｖ_０との合成電圧Ｖｄ_Ｒ４＋Ｖ_０であり、Ｖｇ_４＞Ｖｔｈ_４である。第１の直流電圧Ｖ_１の基準電位Ｖ_０が０［Ｖ］であれば、Ｖｇ_４＝Ｖｄ_Ｒ４である。Ｖｔｈ_３＞Ｖｔｈ_４であるため、Ｖｇ_３＞Ｖｇ_４である。
ドライバ回路４６ｂは、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第４のトランジスタ３４のゲート端子に印加する第４のゲート電圧Ｖｇ_４として、第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも低い電圧を生成する。この場合の第４のゲート電圧Ｖｇ_４は、例えば、０［Ｖ］の電圧であり、Ｖｇ_４＜Ｖｔｈ_４である。

これにより、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであり、かつ、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであるとき、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３４とが閉状態になり、第２のトランジスタ３２と第３のトランジスタ３３とが開状態になる。
また、第１のＰＷＭ信号の信号レベルがＬレベルであり、かつ、第２のＰＷＭ信号の信号レベルがＨレベルであるとき、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３４とが開状態になり、第２のトランジスタ３２と第３のトランジスタ３３とが閉状態になる。
しかしながら、ブートストラップ回路１６が、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３４とを開状態から閉状態に遷移させるとき、第１のゲート電圧Ｖｇ_１と第４のゲート電圧Ｖｇ_４とが異なり、かつ、第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１と第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４とが異なる。
また、ブートストラップ回路１６が、第２のトランジスタ３２と第３のトランジスタ３３とを開状態から閉状態に遷移させるとき、第２のゲート電圧Ｖｇ_２と第３のゲート電圧Ｖｇ_３とが異なり、かつ、第２のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_２と第３のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_３とが異なる。

このため、図３に示すように、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも高くなるタイミングと、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも高くなるタイミングとの間にずれを生じることがある。
また、第２のゲート電圧Ｖｇ_２が第２のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_２よりも高くなるタイミングと、第３のゲート電圧Ｖｇ_３が第３のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_３よりも高くなるタイミングとの間にずれを生じることがある。
図３は、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。
第３のゲート電圧Ｖｇ_３の立ち上がり波形は、第１のゲート電圧Ｖｇ_１の立ち上がり波形と同じであり、第３のゲート電圧Ｖｇ_３の立ち下がり波形は、第１のゲート電圧Ｖｇ_１の立ち下がり波形と同じである。
第４のゲート電圧Ｖｇ_４の立ち上がり波形は、第２のゲート電圧Ｖｇ_２の立ち上がり波形と同じであり、第４のゲート電圧Ｖｇ_４の立ち下がり波形は、第２のゲート電圧Ｖｇ_２の立ち下がり波形と同じである。

図３において、第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１及び第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４のそれぞれは、直流電圧の基準電位を基準にした電位である。第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１、第２のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_２、第３のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_３及び第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４のそれぞれが、４つのトランジスタ３１～３４におけるそれぞれのソース端子の電位を基準電位とすれば、第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１と、第２のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_２と、第３のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_３と、第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４とは、同電位である。
図５は、４つのトランジスタ３１～３４におけるそれぞれのソース端子の電位を基準電位とした場合の、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。
図５の例では、４つのトランジスタ３１～３４のソース端子の電位を基準電位としているため、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が、第１のゲート電圧Ｖｇ_１よりも高くなっている。

第１のゲート電圧Ｖｇ_１の立ち上がり波形及び立ち下がり波形のそれぞれは、第１のトランジスタ３１の寄生容量と、第１の抵抗３５の抵抗値とから定まる時定数の傾きを有している。
第２のゲート電圧Ｖｇ_２の立ち上がり波形及び立ち下がり波形のそれぞれは、第２のトランジスタ３２の寄生容量と、第２の抵抗３６の抵抗値とから定まる時定数の傾きを有している。
第３のゲート電圧Ｖｇ_３の立ち上がり波形及び立ち下がり波形のそれぞれは、第３のトランジスタ３３の寄生容量と、第３の抵抗３７の抵抗値とから定まる時定数の傾きを有している。
第４のゲート電圧Ｖｇ_４の立ち上がり波形及び立ち下がり波形のそれぞれは、第４のトランジスタ３４の寄生容量と、第４の抵抗３８の抵抗値とから定まる時定数の傾きを有している。

図３の例では、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも高くなるタイミングが、Δｔ_ＵＰの時間だけ、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも高くなるタイミングよりも遅れている。
図３では、便宜上、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも低くなるタイミングと、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも低くなるタイミングとのずれが、無視できる程度に小さい例を示している。

したがって、ブートストラップ回路１６が、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３４とを開状態から閉状態に遷移させるときに、第１のトランジスタ３１が閉状態に遷移するタイミングと、第４のトランジスタ３４が閉状態に遷移するタイミングとの間にずれが生じることがある。
また、ブートストラップ回路１６が、第２のトランジスタ３２と第３のトランジスタ３３とを開状態から閉状態に遷移させるときに、第２のトランジスタ３２が閉状態に遷移するタイミングと、第３のトランジスタ３３が閉状態に遷移するタイミングとの間にずれが生じることがある。
第１のトランジスタ３１が閉状態に遷移するタイミングと、第４のトランジスタ３４が閉状態に遷移するタイミングとの間にずれが生じることで、スイッチング損失に差が生じる。また、第２のトランジスタ３２が閉状態に遷移するタイミングと、第３のトランジスタ３３が閉状態に遷移するタイミングとの間にずれが生じることで、スイッチング損失に差が生じる。スイッチング損失に差が生じることで、バッテリ３に供給する電力が損失する。
また、閉状態に遷移するタイミングにずれが生じることで、ブリッジ回路２１による昇圧後の直流電圧である第２の直流電圧Ｖ_２に変動が生じることがある。

ブートストラップ回路１６が、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３４とを閉状態から開状態に遷移させるときに、閉状態のときの第１のゲート電圧Ｖｇ_１と閉状態のときの第４のゲート電圧Ｖｇ_４とが異なる。
また、ブートストラップ回路１６が、第２のトランジスタ３２と第３のトランジスタ３３とを閉状態から開状態に遷移させるときに、閉状態のときの第２のゲート電圧Ｖｇ_２と閉状態のときの第３のゲート電圧Ｖｇ_３とが異なる。
閉状態のときの第１のゲート電圧Ｖｇ_１と閉状態のときの第４のゲート電圧Ｖｇ_４とが異なるため、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも低くなる立ち下がりタイミングと、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも低くなる立ち下がりタイミングとの間にずれを生じることがある。
また、閉状態のときの第２のゲート電圧Ｖｇ_２と閉状態のときの第３のゲート電圧Ｖｇ_３とが異なるため、第２のゲート電圧Ｖｇ_２が第２のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_２よりも低くなる立ち下がりタイミングと、第３のゲート電圧Ｖｇ_３が第３のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_３よりも低くなる立ち下がりタイミングとの間にずれを生じることがある。

したがって、ブートストラップ回路１６が、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３４とを閉状態から開状態に遷移させるときに、第１のトランジスタ３１が開状態に遷移するタイミングと、第４のトランジスタ３４が開状態に遷移するタイミングとの間にずれを生じることがある。
また、ブートストラップ回路１６が、第２のトランジスタ３２と第３のトランジスタ３３とを閉状態から開状態に遷移させるとき、第２のトランジスタ３２が開状態に遷移するタイミングと、第３のトランジスタ３３が開状態に遷移するタイミングとの間にずれを生じることがある。
第１のトランジスタ３１が開状態に遷移するタイミングと、第４のトランジスタ３４が開状態に遷移するタイミングとの間にずれが生じることで、スイッチング損失に差が生じる。
また、第２のトランジスタ３２が開状態に遷移するタイミングと、第３のトランジスタ３３が開状態に遷移するタイミングとの間にずれが生じることで、スイッチング損失に差が生じる。
また、開状態に遷移するタイミングにずれが生じることで、第２の直流電圧Ｖ_２に変動が生じることがある。

図１に示す車載用充電器２では、タイミングのずれを解消する目的で、４つの抵抗がブートストラップ回路１６に設けられている。
４つの抵抗である、第１の抵抗３５、第２の抵抗３６、第３の抵抗３７及び第４の抵抗３８のそれぞれが可変抵抗であれば、それぞれの抵抗の抵抗値は、タイミングのずれが解消されるように、例えば、車載用充電器２の組立時に調整されている。
また、第１の抵抗３５、第２の抵抗３６、第３の抵抗３７及び第４の抵抗３８のそれぞれが固定抵抗であれば、それぞれの抵抗として、タイミングのずれが解消されるような抵抗値を有するものが用いられる。

ブートストラップ回路１６が、第１のトランジスタ３１と第４のトランジスタ３４とを開状態から閉状態に遷移させるときに、例えば、図３に示すように、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも高くなるタイミングが、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも高くなるタイミングよりも遅れている場合を想定する。
この場合、図４に示すように、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも高くなるタイミングを早めて、Δｔ_ＵＰ＝０になるように、第１の抵抗３５の抵抗値が、第４の抵抗３８の抵抗値よりも小さい値に調整されている。
あるいは、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも高くなるタイミングを遅らせて、Δｔ_ＵＰ＝０になるように、第４の抵抗３８の抵抗値が、第１の抵抗３５の抵抗値よりも大きい値に調整されている。
図４は、抵抗値調整後の、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。
図４では、Δｔ_ＵＰ＝０である例を示している。しかし、厳密にΔｔ_ＵＰ＝０である必要はなく、実用上問題のない範囲で、Δｔ_ＵＰが０に近い時間であってもよい。
第２の抵抗３６及び第３の抵抗３７についても、第１の抵抗３５及び第４の抵抗３８と同様に、抵抗値が調整されている。
上記のように、４つの抵抗の抵抗値が調整されていることで、タイミングのずれを解消して、スイッチング損失の差を抑制することができる。
４つのトランジスタ３１～３４におけるそれぞれのソース端子の電位を基準電位とした場合、抵抗値調整後の、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とは、図６のようになる。
図６は、４つのトランジスタ３１～３４におけるそれぞれのソース端子の電位を基準電位とした場合の抵抗値調整後の、第１のゲート電圧Ｖｇ_１及び第４のゲート電圧Ｖｇ_４におけるそれぞれの立ち上がり波形と立ち下がり波形とを示す説明図である。

一方、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも高くなるタイミングが、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも高くなるタイミングよりも早くなっていれば、第１のゲート電圧Ｖｇ_１が第１のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_１よりも高くなるタイミングを遅らせるために、第１の抵抗３５の抵抗値が、第４の抵抗３８の抵抗値よりも大きい値に調整されている。
あるいは、第４のゲート電圧Ｖｇ_４が第４のゲート閾値電圧Ｖｔｈ_４よりも高くなるタイミングを早めるために、第４の抵抗３８の抵抗値が、第１の抵抗３５の抵抗値よりも小さい値に調整されている。
第２の抵抗３６及び第３の抵抗３７についても、第１の抵抗３５及び第４の抵抗３８と同様に、抵抗値が調整されている。

以上の実施の形態１では、第１の直流電圧を昇圧するブリッジ回路２１を有し、ブリッジ回路２１による昇圧後の直流電圧である第２の直流電圧によってバッテリ３を充電させるＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、ブリッジ回路２１を制御する制御回路１５とを備えるように、車載用充電器２を構成した。また、車載用充電器２のブリッジ回路２１は、第１の直流電圧が入力端子に印加される第１のトランジスタ３１と、第１のトランジスタ３１の出力端子と入力端子が接続され、出力端子の電位が第１の直流電圧の基準電位である第２のトランジスタ３２と、第１の直流電圧が入力端子に印加される第３のトランジスタ３３と、第３のトランジスタ３３の出力端子と入力端子が接続され、出力端子の電位が基準電位である第４のトランジスタ３４とを備えている。また、ブリッジ回路２１は、制御回路１５と第１のトランジスタ３１の制御端子との間に接続されている第１の抵抗３５と、制御回路１５と第２のトランジスタ３２の制御端子との間に接続されている第２の抵抗３６と、制御回路１５と第３のトランジスタ３３の制御端子との間に接続されている第３の抵抗３７と、制御回路１５と第４のトランジスタ３４の制御端子との間に接続されている第４の抵抗３８とを備えている。したがって、車載用充電器２は、スイッチング損失の差を抑えることができる。

なお、本開示は、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

１ 系統電源、２ 車載用充電器、３ バッテリ、１１ ＡＣ／ＤＣコンバータ、１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ（電力変換回路）、１３ 直流電圧計、１４ 電解コンデンサ、１５ 制御回路、１６ ブートストラップ回路、２１ ブリッジ回路、２２ 変圧回路、２３ 整流回路、２４ 平滑回路、２５ コイル、２６ コンデンサ、３１ 第１のトランジスタ、３２ 第２のトランジスタ、３３ 第３のトランジスタ、３４ 第４のトランジスタ、３５ 第１の抵抗、３６ 第２の抵抗、３７ 第３の抵抗、３８ 第４の抵抗、４１ａ，４１ｂ 第１の電源部、４２ａ，４２ｂ ダイオード、４３ａ，４３ｂ 第２の電源部、４４ａ，４４ｂ マイコン、４５ａ，４５ｂ，４６ａ，４６ｂ ドライバ回路。

Claims (6)

1. 第１の直流電圧を昇圧するブリッジ回路を有し、前記ブリッジ回路による昇圧後の直流電圧である第２の直流電圧によってバッテリを充電させる電力変換回路と、
   前記ブリッジ回路を制御する制御回路とを備え、
   前記ブリッジ回路は、
   前記第１の直流電圧が入力端子に印加される第１のトランジスタと、
   前記第１のトランジスタの出力端子と入力端子が接続され、出力端子の電位が前記第１の直流電圧の基準電位である第２のトランジスタと、
   前記第１の直流電圧が入力端子に印加される第３のトランジスタと、
   前記第３のトランジスタの出力端子と入力端子が接続され、出力端子の電位が前記基準電位である第４のトランジスタと、
   前記制御回路と前記第１のトランジスタの制御端子との間に接続されている第１の抵抗と、
   前記制御回路と前記第２のトランジスタの制御端子との間に接続されている第２の抵抗と、
   前記制御回路と前記第３のトランジスタの制御端子との間に接続されている第３の抵抗と、
   前記制御回路と前記第４のトランジスタの制御端子との間に接続されている第４の抵抗と
   を備えていることを特徴とする車載用充電器。
2. 前記制御回路は、ブートストラップ回路を有しており、
   前記ブートストラップ回路は、
   駆動電圧を出力する第１の電源部と、
   前記第１の電源部から出力された駆動電圧よりも順方向ドロップ電圧だけ低い電圧を発生するダイオードと、
   前記ダイオードによって発生された電圧を安定化させる第２の電源部とを備えており、
   前記第１のトランジスタを開状態から閉状態に制御するとき、前記第２の電源部から出力された駆動電圧を、前記第１の抵抗を介して、前記第１のトランジスタの制御端子に印加し、
   前記第２のトランジスタを開状態から閉状態に制御するとき、前記第１の電源部から出力された駆動電圧を、前記第２の抵抗を介して、前記第２のトランジスタの制御端子に印加し、
   前記第３のトランジスタを開状態から閉状態に制御するとき、前記第２の電源部から出力された駆動電圧を、前記第３の抵抗を介して、前記第３のトランジスタの制御端子に印加し、
   前記第４のトランジスタを開状態から閉状態に制御するとき、前記第１の電源部から出力された駆動電圧を、前記第４の抵抗を介して、前記第４のトランジスタの制御端子に印加することを特徴とする請求項１記載の車載用充電器。
3. 前記ブートストラップ回路は、
   前記第１のトランジスタと前記第４のトランジスタとを閉状態から開状態に遷移させるときに、前記第１のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第１のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングが、前記第４のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第４のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングよりも遅ければ、前記第１の抵抗として、前記第４の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が小さい抵抗、あるいは、前記第４の抵抗として、前記第１の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が大きい抵抗が用いられており、
   前記第１のトランジスタと前記第４のトランジスタとを閉状態から開状態に遷移させるときに、前記第１のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第１のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングが、前記第４のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第４のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングよりも早ければ、前記第１の抵抗として、前記第４の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が大きい抵抗、あるいは、前記第４の抵抗として、前記第１の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が小さい抵抗が用いられていることを特徴とする請求項２記載の車載用充電器。
4. 前記ブートストラップ回路は、
   前記第２のトランジスタと前記第３のトランジスタとを閉状態から開状態に遷移させるときに、前記第２のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第２のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングが、前記第３のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第３のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングよりも遅ければ、前記第２の抵抗として、前記第３の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が小さい抵抗、あるいは、前記第３の抵抗として、前記第２の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が大きい抵抗が用いられており、
   前記第２のトランジスタと前記第３のトランジスタとを閉状態から開状態に遷移させるときに、前記第２のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第２のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングが、前記第３のトランジスタの制御端子に印加される駆動電圧が前記第３のトランジスタの閾値電圧よりも高くなる立ち上がりタイミングよりも早ければ、前記第２の抵抗として、前記第３の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が大きい抵抗、あるいは、前記第３の抵抗として、前記第２の抵抗の抵抗値よりも抵抗値が小さい抵抗が用いられていることを特徴とする請求項２記載の車載用充電器。
5. 前記ダイオードがファストリカバリーダイオードであることを特徴とする請求項２記載の車載用充電器。
6. 前記第１の抵抗、前記第２の抵抗、前記第３の抵抗及び前記第４の抵抗のそれぞれが可変抵抗であることを特徴とする請求項１記載の車載用充電器。

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