JPS627370A - 直流変換器 - Google Patents
直流変換器Info
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- JPS627370A JPS627370A JP14424985A JP14424985A JPS627370A JP S627370 A JPS627370 A JP S627370A JP 14424985 A JP14424985 A JP 14424985A JP 14424985 A JP14424985 A JP 14424985A JP S627370 A JPS627370 A JP S627370A
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- switching transistor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は、トランジスタとトランスとを使用して直流−
直流変換し、且つ定電圧化された出力電圧を得るための
直流変換器即ちDC/DCコンバータに関する。 〔従来の技術〕 1石式トランジスタコンバータの出力電圧の検出方法と
して、直流出力常圧を直接に検出する方法と、トランス
に電圧検出巻線を設けて検出する方法とが知られている
。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、前者の直接検出方法は、トランスの1次側と2
次側との絶縁分離を保つため、II圧検出制御回路をホ
トカズラー等で結合しなければならず、必然的にコスト
高になるという欠点を有する。 一方、後者の電圧検出巻線を設ける方法は、低コスト化
が可能であるが、定電圧制御特性が悪いという欠点を有
する。即ち、!圧検出巻線を使用する方法は1間接検出
であるために、電圧検出巻線の電圧が一定になるように
制御されても、ラインインピーダンスによる電圧降下の
ために出力電圧が一定になるとは限らない。 そこで1本発明の目的は、比較的簡単な回路で精度の高
い定電圧制御が可能な直流変換器を提供することにある
。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的を連取するための本発明に係わる直流変換器は
、トランス、スイッチングトランジスタ。 電圧検出巻線等の公知の変換及び制御回路の他に。 スイッチングトランジスタに流れる電流に対応した補正
電圧を発生する回路を有し、1圧検出巻線(4次巻線の
電圧と補正電圧との差の電圧に基づいて定電圧制御する
ように構・成されている。 〔作 用〕 本発明では、!圧検出巻線
直流変換し、且つ定電圧化された出力電圧を得るための
直流変換器即ちDC/DCコンバータに関する。 〔従来の技術〕 1石式トランジスタコンバータの出力電圧の検出方法と
して、直流出力常圧を直接に検出する方法と、トランス
に電圧検出巻線を設けて検出する方法とが知られている
。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、前者の直接検出方法は、トランスの1次側と2
次側との絶縁分離を保つため、II圧検出制御回路をホ
トカズラー等で結合しなければならず、必然的にコスト
高になるという欠点を有する。 一方、後者の電圧検出巻線を設ける方法は、低コスト化
が可能であるが、定電圧制御特性が悪いという欠点を有
する。即ち、!圧検出巻線を使用する方法は1間接検出
であるために、電圧検出巻線の電圧が一定になるように
制御されても、ラインインピーダンスによる電圧降下の
ために出力電圧が一定になるとは限らない。 そこで1本発明の目的は、比較的簡単な回路で精度の高
い定電圧制御が可能な直流変換器を提供することにある
。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的を連取するための本発明に係わる直流変換器は
、トランス、スイッチングトランジスタ。 電圧検出巻線等の公知の変換及び制御回路の他に。 スイッチングトランジスタに流れる電流に対応した補正
電圧を発生する回路を有し、1圧検出巻線(4次巻線の
電圧と補正電圧との差の電圧に基づいて定電圧制御する
ように構・成されている。 〔作 用〕 本発明では、!圧検出巻線
【4次巻線】で検出された電
圧のみで電圧制御せずに、スイッチングトランジスタを
流れる電流に基づく補正電圧を、検出電圧から減算した
電圧によって定電圧制御する。負荷電流が増大すると、
インピーダンスによる電圧降下によって出力電圧は低下
傾向になるが。 電圧検出巻線は低下傾向の出力電圧を正確に検出するこ
とが出来ない。しかし、負荷電流に対応する補正電圧が
高くなり、検l1ltl!電圧から補正電圧を差し引い
た電圧は低下する。このため、出力電圧を高める制御状
態となり、負荷電流増大による出力電圧の低下が補償さ
れ、出力電圧が一足になる。 〔実施例〕 次に、第1図を参照して本発明の実施例に係わるトラン
ジスタコンバータについて述べる。第1図において、(
1)は交流電源端子、(2jは整流器から成る直流電源
、(3)は出カドランスである。トランス(3)は、相
互に115磁結合された1次巻線(41,2次巻線+5
1.3次巻線(6)、及び4次巻線(7)を有する。 1次巻線(4)の一端は直流電ふ(2)の一端に接続さ
れ。 他端はスイッチングトランジスタ(Elのコレクタに接
続されている。スイッチングトランジスタ(8)のエミ
ッタは電流検出抵抗(9)を介して直流電源(2)の他
端に接続されている。(IQlは整流平渭回路でtr−
9゜2次巻線[5Jに接続されたダイオードaυとコン
デンサ(121とから成る。(131は負荷であり、整
流平渭回路αωから出力電圧V。、負荷宿流工。の供給
を受ける。 2i7巻1(61はコンデンサ圓と抵抗σシとを介して
スイッチングトランジスタ(8)のベース・エミッタ間
に接続され℃いる。(16+は起動抵抗であり、直流電
源(2)の一端とスイッチングトランジスタ(8)のベ
ースとの間に接続されている。 σηは本発明に従う補正電圧発生回路であり、*a、η
は本発明に従う補正電圧発生回路であり、電流検出抵抗
(9)に流れる電流に対応した補正電圧を発生するよう
に構成されている。この補正電圧発生回路α刀を更に詳
しく説明すると、電流検出抵抗(9)に逆流阻止用ダイ
オードQ&と充電時定数を決ぬる抵抗(19とを介して
第1のコンデンサ■を並列に接続し、このコンデンサ(
2Qに並列に放電時定数を決ぬる抵抗1211を接続し
、コンデンサ■の上端をゲインアップ用トランジスタの
のベースに、下端をコレクタに接続することによって構
成されている。 そして、4次巻線(7)から得られる検出電圧V、から
これよりも低いレベルに設定された補正電圧v鵞を差し
引くために、pnp型トランジスタののエミッタが4次
巻線(7)の一端に接続されている。即ち。 トランジスタのが4次巻線(7J Ic直列に接続され
ている。なお、4次巻MA(1)にはダイオードのが直
列に接続されている。 Q41は第2のコンデンサであり、補正された検出電圧
vIを得るために、4次巻線(7)と補正電圧発生回路
σηとの直列回路に並列に接続されている。 器は定電圧制御回路であり、コンデンサ(241の電圧
VCMづいて出力電圧V0が定電圧になる様にスイッチ
ングトランジスタ(8)のベース電流を制御するもので
ある。この制御回路ムを更に詳しく説明すルト、コンデ
ンサ(24の電圧vjを分割検出する抵抗■のと、コン
デンサのに抵抗@を介して並列接続された基準電稼用ツ
ェナーダイオードのと、エミッタがツェナーダイオード
のに接続され、ベースが分割抵抗1261@の中点に接
続された比較用トランジスタωと、ベースが比較用トラ
ンジスタ■のコレクタに抵抗6υを介して接続され、エ
ミッタがスイッチングトランジスタ(8)のベースに接
続され。 コレクタがスイッチングトランジスタ(8)のエミッタ
に接続されたベース電流バイパス用トランジスタ621
とから成る。 次ニ、コのコンバータの動作を説明する。 起動抵抗σりから供給される起動電流で発掘を開始した
後においては、スイッチングトランジスタ(8)が飽和
する毎にオフに転換し、直流電伸電圧VANが断続され
る。このコンバータはオン・オフ式であるので、スイッ
チングトランジスタ(8)のオン時間にトランス(3)
に蓄えられたエネルギがオフ時間にダイオード〔υを通
して放出される。2次巻線(6)からスイッチングトラ
ンジスタ(8)にベース電流が供給されるが5バイパス
用トランジスタC33を有するため常に一定のベース電
流が供給されるとは限らない。トランジスタCI3によ
るバイパス量を増やしてスイッチングトランジスタ(8
70ベース電流を減少させると、スイッチングトランジ
スタ(8)のオン時間幅が短かくなり、出力電圧V0が
下がる。 バイパス電流を減少させた時は、上記と逆の動作になる
。 トランジスタのを流れるバイパス電流は第2のコンデン
サ(2)の電圧V、に基づいて決定される。即ち、電圧
v3とツェナーダイオードのの基準電玉顔とが比較され
、この差に対応した電圧が比較用トランジスタ(至)の
コレクタ電流れる。今、電圧V、が高いとすれば、比較
用トランジスタ田のコレクタ電流が大になり、バイパス
用トランジスタ321 Y 流れるバイパス電流も大に
なり、スイッチングトランジスタ(8)のオン時間幅及
びコレクタ電流が小さくなる。電圧V1が低い時は上記
と逆の動作になる。 本発明では、第2のコンデンサ(241の電圧V、が、
電圧検出用4次巻線(7)の電圧vjにのみに対応して
決定されず、補正電圧発生回路αηの補正電圧V!に依
存して決定される。補正電圧発生回路(17)において
は、スイッチングトランジスタ(8)のコレクタ電流I
。即ち負荷電流I。N一対応した電圧降下が電流検出抵
抗(9)に生じ、これに基づき第1のコンデンサ■が充
電される。この時コンデンサ■は上端がプラス、下端が
マイナスの極性に光電される。そして、このコンデンサ
電圧VCtはトランジスタののベース・コレクタ間に刀
りえられる。第1のコンデンサ四の電圧VC+の極性は
、4次巻線(7)の検出電圧V、の極性と逆であるので
、コンデンサ電圧VC+とトランジスタ00ベース・エ
ミッタ間電圧V との和の電圧VC,+Vゆから成る補
正電圧V!E が検出電圧v1から差し引かれて第2のコンデンサ(2
41の充電が行われる。即ち、検出電圧V、Icよる第
2のコンデンサcl!4の充電が補正電圧V!で制御さ
れ。 補正電圧V、が高いほどコンデンサーの電圧V1は低く
なる。従って、負荷電流I0が増大し、コレクタ電流I
。が大になり、補正電FEvtも大になると。 コンデンサ+241の電圧Vsが低下し、スイッチング
トランジスタ(8)のオン時間幅及びコレクタ電流が大
になる。この結果、負荷電流工。の増大に基づくインピ
ーダンス電圧降下による電圧低下分が補償され、出力電
圧V。がほぼ一定に保たれる。なお、負荷電流I0が増
加すると、ラインインピーダンス電圧降下で4次巻線(
7)の検出電圧vIが幾らか低下し。 コンデンサ□□□の電圧V8も低下し、スイッチングト
ランジスタ(8)のオン時間幅及びコレクタ電流が大に
なる。しかし、4次巻1jl(7)の電圧vIの低下の
みに依存した制御では、ラインインピーダンスによるt
H低下を補償し、出力電圧v0を一定に保つことが出来
ない。交流入力電圧100vの条件における負荷電流I
0の変化と出力電圧V0との関係は。 第1図の本発明に従う回路の場合に第2図の特性線へと
なり、第1図の回路から本発明に従う補正電圧発生回路
αηを除去した従来回路の場合に第2図の特性線Bとな
る。この特性線AとBとの比較から明らかな如く、補正
電圧発生回路αnを設けることによって定電圧性能が大
幅に良くなる。 第1図の回路で電源電圧が高くなると、4次巻線(7)
の電圧vIが高くなり、スイッチングトランジスタ(8
)のコレクタ電流■。ビ低下させる制御になる。 この結果、補正電圧V、も低下する。補正電圧V、の変
化分は検出電圧v1の変化分よりも小さく設定されてい
るので、検出電圧V、の変化分から補正電圧V、の変化
分を差し引いた分だけコンデンサ!241の電圧V1が
高くなり、出力電圧V0を低下させる制御になる。 電源電圧が高くなった時に補正電圧発生回路αηを設け
ない場合においても、検出電圧VIが高くなり、出力電
圧V0を低下させる方向の制御が生じる。 しかし、コンデンサ(241の電圧V、の増大によるト
ランジスタ■のコレクタ電流の増加に伴うツェナーダイ
オード四の電流増加のため、ツェナー電圧(基準電圧]
が上杵し、検出電圧V1の変化分に対応するように出力
電圧V0を下げる方向の制御を行うことが出来ない。従
って、出力電圧v0は基準値より高くなる。これに対し
、補正電圧発生回路anを設けると、ツェナーダイオー
ド2gの電圧変化分が補償され、出力電圧の定電圧特性
が艮くなる。第3図は交流入力電圧V+NACと出力電
圧v0との関係を示しS%性線aは本発明に従う回路の
電圧変化。 bは第1内の回路から補正電圧発生回路σηを除去−た
従来回路の電圧変化を示す。 (変形例) 本発明は上述の実施例に限定されるも、のでなく。 変形可能なものである。例えば、オン・オン式フンバー
タ゛にも適用可能である。筐た。スイッチングトランジ
スタ(8)を電流帰還で駆動する回路を付加する場合に
も適用可能である。また、3次巻線(6)とスイッチン
グトランジスタ(8)との間のコンデンサIに並列に抵
抗を接続してもよい。また、3次巻線(6)と4次巻線
(7)とをセン〉タップ形式に設けてもよい。筐た。制
御回路内の構成は種々変形可能であり1例えば、比較用
トランジスタ■の代りに談差増幅器を配置し、これにコ
ンデンサ(24Iの電圧と基準電圧とを入力させ、誤差
出力を得てもよい。また、電流検出抵抗(9)の代りに
変流器を接続し、電流検出をしてもよい。筐た。トラン
ジスタ(22を省キ・ 7ンデンサ■と4次巻線(7)
とを直接に直列接続してもよい。また、1i圧減算器に
検出電圧v1と補正電圧V、を入力させ1両者の差の電
圧でコンデンサ(241を充電してもよい。fた。起動
抵抗a(へ)の代りにスイッチングトランジスタ(8)
に起動パルスを刀りえるようにしてもよい。ゴた。スイ
ッチングトランジスタ(8)に同期信号?刀りえ、一定
周波数駆動としてもよい。 〔発明の効果〕 上述から明らかな如く1本発明によれば補正電圧の働き
で定電圧特性を向上させることが出来る。
圧のみで電圧制御せずに、スイッチングトランジスタを
流れる電流に基づく補正電圧を、検出電圧から減算した
電圧によって定電圧制御する。負荷電流が増大すると、
インピーダンスによる電圧降下によって出力電圧は低下
傾向になるが。 電圧検出巻線は低下傾向の出力電圧を正確に検出するこ
とが出来ない。しかし、負荷電流に対応する補正電圧が
高くなり、検l1ltl!電圧から補正電圧を差し引い
た電圧は低下する。このため、出力電圧を高める制御状
態となり、負荷電流増大による出力電圧の低下が補償さ
れ、出力電圧が一足になる。 〔実施例〕 次に、第1図を参照して本発明の実施例に係わるトラン
ジスタコンバータについて述べる。第1図において、(
1)は交流電源端子、(2jは整流器から成る直流電源
、(3)は出カドランスである。トランス(3)は、相
互に115磁結合された1次巻線(41,2次巻線+5
1.3次巻線(6)、及び4次巻線(7)を有する。 1次巻線(4)の一端は直流電ふ(2)の一端に接続さ
れ。 他端はスイッチングトランジスタ(Elのコレクタに接
続されている。スイッチングトランジスタ(8)のエミ
ッタは電流検出抵抗(9)を介して直流電源(2)の他
端に接続されている。(IQlは整流平渭回路でtr−
9゜2次巻線[5Jに接続されたダイオードaυとコン
デンサ(121とから成る。(131は負荷であり、整
流平渭回路αωから出力電圧V。、負荷宿流工。の供給
を受ける。 2i7巻1(61はコンデンサ圓と抵抗σシとを介して
スイッチングトランジスタ(8)のベース・エミッタ間
に接続され℃いる。(16+は起動抵抗であり、直流電
源(2)の一端とスイッチングトランジスタ(8)のベ
ースとの間に接続されている。 σηは本発明に従う補正電圧発生回路であり、*a、η
は本発明に従う補正電圧発生回路であり、電流検出抵抗
(9)に流れる電流に対応した補正電圧を発生するよう
に構成されている。この補正電圧発生回路α刀を更に詳
しく説明すると、電流検出抵抗(9)に逆流阻止用ダイ
オードQ&と充電時定数を決ぬる抵抗(19とを介して
第1のコンデンサ■を並列に接続し、このコンデンサ(
2Qに並列に放電時定数を決ぬる抵抗1211を接続し
、コンデンサ■の上端をゲインアップ用トランジスタの
のベースに、下端をコレクタに接続することによって構
成されている。 そして、4次巻線(7)から得られる検出電圧V、から
これよりも低いレベルに設定された補正電圧v鵞を差し
引くために、pnp型トランジスタののエミッタが4次
巻線(7)の一端に接続されている。即ち。 トランジスタのが4次巻線(7J Ic直列に接続され
ている。なお、4次巻MA(1)にはダイオードのが直
列に接続されている。 Q41は第2のコンデンサであり、補正された検出電圧
vIを得るために、4次巻線(7)と補正電圧発生回路
σηとの直列回路に並列に接続されている。 器は定電圧制御回路であり、コンデンサ(241の電圧
VCMづいて出力電圧V0が定電圧になる様にスイッチ
ングトランジスタ(8)のベース電流を制御するもので
ある。この制御回路ムを更に詳しく説明すルト、コンデ
ンサ(24の電圧vjを分割検出する抵抗■のと、コン
デンサのに抵抗@を介して並列接続された基準電稼用ツ
ェナーダイオードのと、エミッタがツェナーダイオード
のに接続され、ベースが分割抵抗1261@の中点に接
続された比較用トランジスタωと、ベースが比較用トラ
ンジスタ■のコレクタに抵抗6υを介して接続され、エ
ミッタがスイッチングトランジスタ(8)のベースに接
続され。 コレクタがスイッチングトランジスタ(8)のエミッタ
に接続されたベース電流バイパス用トランジスタ621
とから成る。 次ニ、コのコンバータの動作を説明する。 起動抵抗σりから供給される起動電流で発掘を開始した
後においては、スイッチングトランジスタ(8)が飽和
する毎にオフに転換し、直流電伸電圧VANが断続され
る。このコンバータはオン・オフ式であるので、スイッ
チングトランジスタ(8)のオン時間にトランス(3)
に蓄えられたエネルギがオフ時間にダイオード〔υを通
して放出される。2次巻線(6)からスイッチングトラ
ンジスタ(8)にベース電流が供給されるが5バイパス
用トランジスタC33を有するため常に一定のベース電
流が供給されるとは限らない。トランジスタCI3によ
るバイパス量を増やしてスイッチングトランジスタ(8
70ベース電流を減少させると、スイッチングトランジ
スタ(8)のオン時間幅が短かくなり、出力電圧V0が
下がる。 バイパス電流を減少させた時は、上記と逆の動作になる
。 トランジスタのを流れるバイパス電流は第2のコンデン
サ(2)の電圧V、に基づいて決定される。即ち、電圧
v3とツェナーダイオードのの基準電玉顔とが比較され
、この差に対応した電圧が比較用トランジスタ(至)の
コレクタ電流れる。今、電圧V、が高いとすれば、比較
用トランジスタ田のコレクタ電流が大になり、バイパス
用トランジスタ321 Y 流れるバイパス電流も大に
なり、スイッチングトランジスタ(8)のオン時間幅及
びコレクタ電流が小さくなる。電圧V1が低い時は上記
と逆の動作になる。 本発明では、第2のコンデンサ(241の電圧V、が、
電圧検出用4次巻線(7)の電圧vjにのみに対応して
決定されず、補正電圧発生回路αηの補正電圧V!に依
存して決定される。補正電圧発生回路(17)において
は、スイッチングトランジスタ(8)のコレクタ電流I
。即ち負荷電流I。N一対応した電圧降下が電流検出抵
抗(9)に生じ、これに基づき第1のコンデンサ■が充
電される。この時コンデンサ■は上端がプラス、下端が
マイナスの極性に光電される。そして、このコンデンサ
電圧VCtはトランジスタののベース・コレクタ間に刀
りえられる。第1のコンデンサ四の電圧VC+の極性は
、4次巻線(7)の検出電圧V、の極性と逆であるので
、コンデンサ電圧VC+とトランジスタ00ベース・エ
ミッタ間電圧V との和の電圧VC,+Vゆから成る補
正電圧V!E が検出電圧v1から差し引かれて第2のコンデンサ(2
41の充電が行われる。即ち、検出電圧V、Icよる第
2のコンデンサcl!4の充電が補正電圧V!で制御さ
れ。 補正電圧V、が高いほどコンデンサーの電圧V1は低く
なる。従って、負荷電流I0が増大し、コレクタ電流I
。が大になり、補正電FEvtも大になると。 コンデンサ+241の電圧Vsが低下し、スイッチング
トランジスタ(8)のオン時間幅及びコレクタ電流が大
になる。この結果、負荷電流工。の増大に基づくインピ
ーダンス電圧降下による電圧低下分が補償され、出力電
圧V。がほぼ一定に保たれる。なお、負荷電流I0が増
加すると、ラインインピーダンス電圧降下で4次巻線(
7)の検出電圧vIが幾らか低下し。 コンデンサ□□□の電圧V8も低下し、スイッチングト
ランジスタ(8)のオン時間幅及びコレクタ電流が大に
なる。しかし、4次巻1jl(7)の電圧vIの低下の
みに依存した制御では、ラインインピーダンスによるt
H低下を補償し、出力電圧v0を一定に保つことが出来
ない。交流入力電圧100vの条件における負荷電流I
0の変化と出力電圧V0との関係は。 第1図の本発明に従う回路の場合に第2図の特性線へと
なり、第1図の回路から本発明に従う補正電圧発生回路
αηを除去した従来回路の場合に第2図の特性線Bとな
る。この特性線AとBとの比較から明らかな如く、補正
電圧発生回路αnを設けることによって定電圧性能が大
幅に良くなる。 第1図の回路で電源電圧が高くなると、4次巻線(7)
の電圧vIが高くなり、スイッチングトランジスタ(8
)のコレクタ電流■。ビ低下させる制御になる。 この結果、補正電圧V、も低下する。補正電圧V、の変
化分は検出電圧v1の変化分よりも小さく設定されてい
るので、検出電圧V、の変化分から補正電圧V、の変化
分を差し引いた分だけコンデンサ!241の電圧V1が
高くなり、出力電圧V0を低下させる制御になる。 電源電圧が高くなった時に補正電圧発生回路αηを設け
ない場合においても、検出電圧VIが高くなり、出力電
圧V0を低下させる方向の制御が生じる。 しかし、コンデンサ(241の電圧V、の増大によるト
ランジスタ■のコレクタ電流の増加に伴うツェナーダイ
オード四の電流増加のため、ツェナー電圧(基準電圧]
が上杵し、検出電圧V1の変化分に対応するように出力
電圧V0を下げる方向の制御を行うことが出来ない。従
って、出力電圧v0は基準値より高くなる。これに対し
、補正電圧発生回路anを設けると、ツェナーダイオー
ド2gの電圧変化分が補償され、出力電圧の定電圧特性
が艮くなる。第3図は交流入力電圧V+NACと出力電
圧v0との関係を示しS%性線aは本発明に従う回路の
電圧変化。 bは第1内の回路から補正電圧発生回路σηを除去−た
従来回路の電圧変化を示す。 (変形例) 本発明は上述の実施例に限定されるも、のでなく。 変形可能なものである。例えば、オン・オン式フンバー
タ゛にも適用可能である。筐た。スイッチングトランジ
スタ(8)を電流帰還で駆動する回路を付加する場合に
も適用可能である。また、3次巻線(6)とスイッチン
グトランジスタ(8)との間のコンデンサIに並列に抵
抗を接続してもよい。また、3次巻線(6)と4次巻線
(7)とをセン〉タップ形式に設けてもよい。筐た。制
御回路内の構成は種々変形可能であり1例えば、比較用
トランジスタ■の代りに談差増幅器を配置し、これにコ
ンデンサ(24Iの電圧と基準電圧とを入力させ、誤差
出力を得てもよい。また、電流検出抵抗(9)の代りに
変流器を接続し、電流検出をしてもよい。筐た。トラン
ジスタ(22を省キ・ 7ンデンサ■と4次巻線(7)
とを直接に直列接続してもよい。また、1i圧減算器に
検出電圧v1と補正電圧V、を入力させ1両者の差の電
圧でコンデンサ(241を充電してもよい。fた。起動
抵抗a(へ)の代りにスイッチングトランジスタ(8)
に起動パルスを刀りえるようにしてもよい。ゴた。スイ
ッチングトランジスタ(8)に同期信号?刀りえ、一定
周波数駆動としてもよい。 〔発明の効果〕 上述から明らかな如く1本発明によれば補正電圧の働き
で定電圧特性を向上させることが出来る。
第1−は本発明の実施例に従うフンバータを示す回路図
、 第2図は負荷電流と出力電圧との関係を示す特性図。 第3図は入力電源電圧と出力電圧との関係を示す特性図
である。 (2)・・・直流電源、(3)・・・トランス、(4)
・・・1次巻線。 (5)・・・2次巻線、(6)・・・3次巻線、(7)
・・・4次巻線、(8)・・・スイッチングトランジス
タ、(9)・・・電流検出抵抗。 αC・・・整流平渭回路、αで・・・補正電圧発生回路
、C)Ql・・・第1のコンデンサ、 CI!41・・
・第2のコンデンサ、(251・・・制御回路。 代 理 人 高 野 則 次第2図 −Io(A) 第3図 一一−V+N(Ac)
、 第2図は負荷電流と出力電圧との関係を示す特性図。 第3図は入力電源電圧と出力電圧との関係を示す特性図
である。 (2)・・・直流電源、(3)・・・トランス、(4)
・・・1次巻線。 (5)・・・2次巻線、(6)・・・3次巻線、(7)
・・・4次巻線、(8)・・・スイッチングトランジス
タ、(9)・・・電流検出抵抗。 αC・・・整流平渭回路、αで・・・補正電圧発生回路
、C)Ql・・・第1のコンデンサ、 CI!41・・
・第2のコンデンサ、(251・・・制御回路。 代 理 人 高 野 則 次第2図 −Io(A) 第3図 一一−V+N(Ac)
Claims (1)
- (1)直流電源(2)の一端にその一端が接続されたト
ランス1次巻線(4)と、 この1次巻線(4)の他端と前記直流電源(2)の他端
との間に接続されたスイッチングトランジスタ(8)と
、 前記1次巻線(4)に電磁結合された2次巻線(5)と
、この2次巻線(5)に接続された整流平滑回路(10
)と、前記1次巻線(4)及び前記2次巻線(5)に電
磁結合され、前記スイッチングトランジスタ(8)のベ
ースとエミッタとの間に接続された3次巻線(6)と、
少なくとも前記1次巻線(4)及び前記2次巻線(5)
に電磁結合された電圧検出用4次巻線(7)と、前記ス
イッチングトランジスタ(8)に流れる電流を検出し、
この検出電流に対応する補正電圧(V_2)を発生する
補正電圧発生回路(17)と、 前記4次巻線(7)の電圧(V_1)と前記補正電圧(
V_2)との差に対応した電圧(V_2)に充電される
ように前記4次巻線(7)及び前記補正電圧発生回路(
17)に接続されたコンデンサ(24)と、 前記コンデンサ(24)の電圧(V_3)又はこの分割
電圧から成る補正された検出電圧と基準電圧との比較に
基づいて前記補正された検出電圧が高い時に前記スイッ
チングトランジスタ(8)のベース電流を減少させ、前
記補正された検出電圧が低い時に前記スイッチングトラ
ンジスタ(8)のベース電流を増大させるように前記ス
イッチングトランジスタ(8)を制御する回路(25)
と、 を備えた直流変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14424985A JPS627370A (ja) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | 直流変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14424985A JPS627370A (ja) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | 直流変換器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS627370A true JPS627370A (ja) | 1987-01-14 |
JPH0315428B2 JPH0315428B2 (ja) | 1991-03-01 |
Family
ID=15357705
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14424985A Granted JPS627370A (ja) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | 直流変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS627370A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01173563U (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-08 | ||
JPH05106508A (ja) * | 1991-10-18 | 1993-04-27 | Kubota Corp | エンジンのピストン・クランク軸連動装置 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58112462A (ja) * | 1981-12-25 | 1983-07-04 | Hitachi Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
-
1985
- 1985-07-01 JP JP14424985A patent/JPS627370A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58112462A (ja) * | 1981-12-25 | 1983-07-04 | Hitachi Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01173563U (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-08 | ||
JPH05106508A (ja) * | 1991-10-18 | 1993-04-27 | Kubota Corp | エンジンのピストン・クランク軸連動装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0315428B2 (ja) | 1991-03-01 |
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