JPS6122478Y2 - - Google Patents
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- JPS6122478Y2 JPS6122478Y2 JP1980072532U JP7253280U JPS6122478Y2 JP S6122478 Y2 JPS6122478 Y2 JP S6122478Y2 JP 1980072532 U JP1980072532 U JP 1980072532U JP 7253280 U JP7253280 U JP 7253280U JP S6122478 Y2 JPS6122478 Y2 JP S6122478Y2
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- JP
- Japan
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- voltage
- converter
- control signal
- resistors
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はDC／DCコンバータの制御装置の改良
に関するものである。
に関するものである。
DC／DCコンバータは入力電圧に変換比を乗じ
た出力電圧を生じる。DC／DCコンバータが直流
安定化電源回路中に用いられたとき、変換比は制
御信号によつて入力電圧の変化とは逆方向に変え
られ、入力電圧と変換比との積すなわち出力電圧
が一定に保たれるようになつている。制御信号発
生回路は、誤差増幅器等からDC／DCコンバータ
の出力電圧とその基準値との差に基づくフイー
ド・バツク信号が与えられ、それに応じてDC／
DCコンバータに適した制御信号（デユーテイ信
号）を生じる。この場合、誤差増幅器の出力は、
入力電圧の変化はもちろんのこと、出力電流の変
動、および出力電圧変更時の基準値の切換にも対
応できるようにするために、変化範囲を広くしな
ければならない。ところが、出力の変化範囲を広
くすると、誤差増幅器の測定入力端子、すなわち
DC／DCコンバータの出力検出信号が与えられる
入力端子が、故障等により、低電位に拘束（ロー
クランプ）されると、誤差増幅器の出力が変化範
囲の最大値にまで増加し、このためDC／DCコン
バータの出力電圧が過大になる事故が生じる。ま
た、出力電圧を変更するために基準値を切換える
と、その結果は誤差増幅器を通じて出力電圧にお
よぼされるようになつているので、基準値の操作
に対する出力電圧の応答はやや遅いものとなる。
た出力電圧を生じる。DC／DCコンバータが直流
安定化電源回路中に用いられたとき、変換比は制
御信号によつて入力電圧の変化とは逆方向に変え
られ、入力電圧と変換比との積すなわち出力電圧
が一定に保たれるようになつている。制御信号発
生回路は、誤差増幅器等からDC／DCコンバータ
の出力電圧とその基準値との差に基づくフイー
ド・バツク信号が与えられ、それに応じてDC／
DCコンバータに適した制御信号（デユーテイ信
号）を生じる。この場合、誤差増幅器の出力は、
入力電圧の変化はもちろんのこと、出力電流の変
動、および出力電圧変更時の基準値の切換にも対
応できるようにするために、変化範囲を広くしな
ければならない。ところが、出力の変化範囲を広
くすると、誤差増幅器の測定入力端子、すなわち
DC／DCコンバータの出力検出信号が与えられる
入力端子が、故障等により、低電位に拘束（ロー
クランプ）されると、誤差増幅器の出力が変化範
囲の最大値にまで増加し、このためDC／DCコン
バータの出力電圧が過大になる事故が生じる。ま
た、出力電圧を変更するために基準値を切換える
と、その結果は誤差増幅器を通じて出力電圧にお
よぼされるようになつているので、基準値の操作
に対する出力電圧の応答はやや遅いものとなる。
本考案の目的は、誤差増幅器の出力の変化範囲
を狭くして誤差増幅器の故障時の影響を軽減する
とともに、基準値切換えに対する応答速度を高め
たDC／DCコンバータの制御装置を提供すること
にある。
を狭くして誤差増幅器の故障時の影響を軽減する
とともに、基準値切換えに対する応答速度を高め
たDC／DCコンバータの制御装置を提供すること
にある。
本考案は、誤差増幅器の出力信号とDC／DCコ
ンバータの出力信号の基準電圧との両入力信号に
よつて応動する制御信号発生回路を設けたことを
特徴とするものであり、その構成は以下の通りで
ある。
ンバータの出力信号の基準電圧との両入力信号に
よつて応動する制御信号発生回路を設けたことを
特徴とするものであり、その構成は以下の通りで
ある。
即ち、１次側にスイツチ素子を設けたトランス
を有するDC／DCコンバータと、このDC／DCコ
ンバータの出力電圧Eoと基準電圧源の電圧ＶRと
の差に基づいてフイードバツク信号ＶEを出力す
る誤差増幅器と、一方の入力端子に、基準電圧源
の電圧ＶRが２つの抵抗R1，R3によつて分圧され
た値とフイードバツク信号ＶEが２つの抵抗R2，
R4によつて分圧された値が与えられ、他方の入
力端子に、基準電圧源の電圧ＶRが２つの抵抗を
介した値とフイードバツク信号ＶEが２つの抵抗
を介した値と一定電圧ＥCCによる電流で充電され
定期的に零まで放電する一定周期Ｔのランプ電圧
を発生するコンデンサＣが接続され、制御信号
aVE＋bVRに比例したデユーテイ・レシオ信号を
出力してスイツチ素子を制御する制御信号発生回
路（但し、Ｔ＝Ｃ（R1R2R3，R4／R1＝
nKECC，１／ｎは前記トランスの巻線比，Ｋは
定数、ａ，ｂは定数）とを備えるDC／DCコンバ
ータの制御装置である。
を有するDC／DCコンバータと、このDC／DCコ
ンバータの出力電圧Eoと基準電圧源の電圧ＶRと
の差に基づいてフイードバツク信号ＶEを出力す
る誤差増幅器と、一方の入力端子に、基準電圧源
の電圧ＶRが２つの抵抗R1，R3によつて分圧され
た値とフイードバツク信号ＶEが２つの抵抗R2，
R4によつて分圧された値が与えられ、他方の入
力端子に、基準電圧源の電圧ＶRが２つの抵抗を
介した値とフイードバツク信号ＶEが２つの抵抗
を介した値と一定電圧ＥCCによる電流で充電され
定期的に零まで放電する一定周期Ｔのランプ電圧
を発生するコンデンサＣが接続され、制御信号
aVE＋bVRに比例したデユーテイ・レシオ信号を
出力してスイツチ素子を制御する制御信号発生回
路（但し、Ｔ＝Ｃ（R1R2R3，R4／R1＝
nKECC，１／ｎは前記トランスの巻線比，Ｋは
定数、ａ，ｂは定数）とを備えるDC／DCコンバ
ータの制御装置である。
以下、図面によつて本考案を詳細に説明する。
第１図は、本考案実施例の概念的構成図である。
第１図において、CNVはDC／DCコンバータの一
例で、トランスＴと、その一次側に設けられて制
御信号ｘによつて駆動されるスイツチ素子Ｓと、
トランスＴの二次側に設けられたダイオードＤと
コンデンサＣからなる。これはオン・オフ形
DC／DCコンバータとして知られるもので、スイ
ツチ素子ＳがオンのときにトランスＴに入力電圧
Eiに基づくエネルギーを貯え、オフのときそれ
をダイオードＤを通じてコンデンサＣに放出する
ものである。コンデンサＣの電圧は出力電圧E0
として負荷ＲLに供給される。このDC／DCコン
バータCNVの変換特性は Ｅｏ／Ｅｉ＝ｆ（ｘ）＝１／ｎ・ｘ／１−ｘ (1) と表わされる。ただし１／ｎはトランスＴの巻線
比であり、ｘはデユーテイ・レシオの単位を持
つ。
第１図は、本考案実施例の概念的構成図である。
第１図において、CNVはDC／DCコンバータの一
例で、トランスＴと、その一次側に設けられて制
御信号ｘによつて駆動されるスイツチ素子Ｓと、
トランスＴの二次側に設けられたダイオードＤと
コンデンサＣからなる。これはオン・オフ形
DC／DCコンバータとして知られるもので、スイ
ツチ素子ＳがオンのときにトランスＴに入力電圧
Eiに基づくエネルギーを貯え、オフのときそれ
をダイオードＤを通じてコンデンサＣに放出する
ものである。コンデンサＣの電圧は出力電圧E0
として負荷ＲLに供給される。このDC／DCコン
バータCNVの変換特性は Ｅｏ／Ｅｉ＝ｆ（ｘ）＝１／ｎ・ｘ／１−ｘ (1) と表わされる。ただし１／ｎはトランスＴの巻線
比であり、ｘはデユーテイ・レシオの単位を持
つ。
Ａは誤差増幅器で、DC／DCコンバータCNVの
出力電圧Eoと基準電圧ＶRとの差に基づくフイー
ド・バツク信号ＶEを生じる。
出力電圧Eoと基準電圧ＶRとの差に基づくフイー
ド・バツク信号ＶEを生じる。
PWMは制御信号発生回路で、フイード・バツ
ク信号ＶEと基準電圧源の電圧ＶRが与えられ、そ
れに対して関数ｑ（ｙ）で表わされる出力信号を
生じる。ただしｙはＶEとＶRの線形結合であつ
て、ｙ＝aVE＋bVRで表わされる（ａ，ｂは定
数）。関数ｑ（ｙ）はDC／DCコンバータの変換
特性の逆関数で、Kyを独立変数とするものであ
る（Ｋは定数）。すなわち、 ｘ＝ｑ（ｙ）＝f-1（Ky） (2) である。ｆ（ｘ）が上記(1)式で与えられるとき
は、 ｑ（ｙ）＝ｎＫｙ／１＋ｎＫｙ (3) となる。
ク信号ＶEと基準電圧源の電圧ＶRが与えられ、そ
れに対して関数ｑ（ｙ）で表わされる出力信号を
生じる。ただしｙはＶEとＶRの線形結合であつ
て、ｙ＝aVE＋bVRで表わされる（ａ，ｂは定
数）。関数ｑ（ｙ）はDC／DCコンバータの変換
特性の逆関数で、Kyを独立変数とするものであ
る（Ｋは定数）。すなわち、 ｘ＝ｑ（ｙ）＝f-1（Ky） (2) である。ｆ（ｘ）が上記(1)式で与えられるとき
は、 ｑ（ｙ）＝ｎＫｙ／１＋ｎＫｙ (3) となる。
このように構成された装置の動作は次のとおり
である。出力電圧Eoは次式で表わされる。
である。出力電圧Eoは次式で表わされる。
Eo＝Ei・ｆ（ｘ） (4)
ここで、
ｘ＝ｑ（ｙ）
＝f-1（Ky） (5)
であるから(4)式は
Eo＝Ei・ｆ｛f-1（Ky）｝
＝EiKy
＝KEi（aVE＋bVR） (6)
となり、ＶEとＶRの線形結合に比例した制御が行
われることがわかる。
われることがわかる。
すなわち、出力電圧Eoの制御信号はaVE＋bVR
となるが、ここで、bVRは基準値に基づく一定値
であるから、aVEが出力電圧の変動補償分とな
る。この変動補償分は予め見込まれる入力電圧
Eiの変動を補償するのに十分であればよいか
ら、それを例えば10％とすると、制御信号の構成
は、定数ａ，ｂの値を選らぶことにより、aVEが
10％、bVRが90％とすることができる。
となるが、ここで、bVRは基準値に基づく一定値
であるから、aVEが出力電圧の変動補償分とな
る。この変動補償分は予め見込まれる入力電圧
Eiの変動を補償するのに十分であればよいか
ら、それを例えば10％とすると、制御信号の構成
は、定数ａ，ｂの値を選らぶことにより、aVEが
10％、bVRが90％とすることができる。
そのようにしたとき、誤差増幅器Ａの出力信号
は最大の場合でも制御信号の10％しか変化しない
ので、誤差増幅器Ａに故障が生じても、DC／DC
コンバータの出力電圧Eoはたかだか10％変化す
るだけであり、従来のような過電圧の問題は生じ
ない。
は最大の場合でも制御信号の10％しか変化しない
ので、誤差増幅器Ａに故障が生じても、DC／DC
コンバータの出力電圧Eoはたかだか10％変化す
るだけであり、従来のような過電圧の問題は生じ
ない。
また、制御信号にbVRが含まれていることによ
り、基準値を切換えてDC／DCコンバータの出力
電圧Eoを変更する場合は、出力電圧Eoはフイー
ド・フオワードの効果により基準値の切換えに即
応して変化する。とくに、(6)式において定数の関
係をKbEi＝１と定めると、(6)式は Eo＝ＶR＋ａ／ｂＶE （6′） となり、基準値の変更がそのまま即時に出力電圧
Eoに表わされる。
り、基準値を切換えてDC／DCコンバータの出力
電圧Eoを変更する場合は、出力電圧Eoはフイー
ド・フオワードの効果により基準値の切換えに即
応して変化する。とくに、(6)式において定数の関
係をKbEi＝１と定めると、(6)式は Eo＝ＶR＋ａ／ｂＶE （6′） となり、基準値の変更がそのまま即時に出力電圧
Eoに表わされる。
第１図のDC／DCコンバータCNVの変換特性
は、第２図のように制御信号ｘの増加につれて傾
斜が漸増する曲線で表わされるから、制御信号ｘ
の変化率を上まわる変換比ｆ（ｘ）の変化率が得
られる。このため第１図の装置は広入力範囲また
は広出力範囲の直流安定化電源となる。もちろん
DC／DCコンバータは第１図のものに限られな
い。
は、第２図のように制御信号ｘの増加につれて傾
斜が漸増する曲線で表わされるから、制御信号ｘ
の変化率を上まわる変換比ｆ（ｘ）の変化率が得
られる。このため第１図の装置は広入力範囲また
は広出力範囲の直流安定化電源となる。もちろん
DC／DCコンバータは第１図のものに限られな
い。
制御信号発生回路PWMとしてはDC／DCコン
バータの変換特性に応じて様々なものが用いられ
る。第１図のDC／DCコンバータCNVの変換特性
に合わせた制御信号発生回路PWMは例えば第３
図のように、比較器CFと、コンデンサＣ及びト
ランジスタＱからなるランプ電圧発生回路よりな
る。第３図において、CFは比較器で、２つの入
力端子＋，−に与えられる電圧の大小を判別し、＋
入力端子の電圧が−入力端子の電圧よりも大きい
か小さいかに応じてそれぞれＨおよびＬとなる出
力電圧すなわち制御信号ｘを生じる。比較器CF
の＋入力端子には、基準電圧ＶRが抵抗R1，R3に
よつて分圧されて与えられ、誤差増幅器Ａからの
フイード・バツク信号ＶEが抵抗R2，R3によつて
分圧されて与えられる。比較器CFの−入力端子
にはコンデンサＣの電圧が与えられる。コンデン
サＣには抵抗R1，R2およびR4を通じてそれぞれ
基準電圧ＶR、フイード・バツク信号ＶEおよび一
定電圧ＥCCによる電流が充電される。コンデンサ
Ｃの電荷はトランジスタＱによつて定期的に零ま
で放電される。充電電流が定電流と看做せる範囲
ではコンデンサＣの電圧は一定周期Ｔのランプ電
圧となる。
バータの変換特性に応じて様々なものが用いられ
る。第１図のDC／DCコンバータCNVの変換特性
に合わせた制御信号発生回路PWMは例えば第３
図のように、比較器CFと、コンデンサＣ及びト
ランジスタＱからなるランプ電圧発生回路よりな
る。第３図において、CFは比較器で、２つの入
力端子＋，−に与えられる電圧の大小を判別し、＋
入力端子の電圧が−入力端子の電圧よりも大きい
か小さいかに応じてそれぞれＨおよびＬとなる出
力電圧すなわち制御信号ｘを生じる。比較器CF
の＋入力端子には、基準電圧ＶRが抵抗R1，R3に
よつて分圧されて与えられ、誤差増幅器Ａからの
フイード・バツク信号ＶEが抵抗R2，R3によつて
分圧されて与えられる。比較器CFの−入力端子
にはコンデンサＣの電圧が与えられる。コンデン
サＣには抵抗R1，R2およびR4を通じてそれぞれ
基準電圧ＶR、フイード・バツク信号ＶEおよび一
定電圧ＥCCによる電流が充電される。コンデンサ
Ｃの電荷はトランジスタＱによつて定期的に零ま
で放電される。充電電流が定電流と看做せる範囲
ではコンデンサＣの電圧は一定周期Ｔのランプ電
圧となる。
第３図の回路の動作は第４図のとおりであつ
て、ランプ電圧ＶCが基準電圧ＶRとフイード・バ
ツク信号ＶEの線形結合ｙよりも小さいか大きい
かに応じて比較器CFの出力電圧はそれぞれＨお
よびＬとなり、周期Ｔに対するＨ部分のデユーテ
イ・レシオｘが線形結合ｙの値に対応する。
て、ランプ電圧ＶCが基準電圧ＶRとフイード・バ
ツク信号ＶEの線形結合ｙよりも小さいか大きい
かに応じて比較器CFの出力電圧はそれぞれＨお
よびＬとなり、周期Ｔに対するＨ部分のデユーテ
イ・レシオｘが線形結合ｙの値に対応する。
ランプ電圧ＶCは次式で表わされる。
ＶC＝ｔ／Ｃ（ＶＲ／Ｒ１＋ＶＥ／Ｒ２＋ＥＣＣ
／Ｒ４）(7) ｔ＝xTにおいてＶCは線形結合ｙに一致するか
ら、次式の関係が成立する。
／Ｒ４）(7) ｔ＝xTにおいてＶCは線形結合ｙに一致するか
ら、次式の関係が成立する。
（ＶＲ／Ｒ１＋ＶＥ／Ｒ２）（R1R2R3）
＝ｘＴ／Ｃ（ＶＲ／Ｒ１＋ＶＥ／Ｒ２＋ＥＣＣ／Ｒ
４）(8) これにより ｘ＝Ｃ／Ｔ（R1R2R3） ＶＲ＋ＶＥＲ１／Ｒ２／ＶＲ＋ＶＥＲ１／Ｒ２＋Ｅ
ＣＣＲ１／Ｒ４(9) となるから、ここで Ｔ＝Ｃ（R1R2R3） (10) R4／R1＝nKECC (11) を満足するように回路定数を定めると、 ｘ＝ｎＫ（ＶＲ＋ＶＥＲ１／Ｒ２）／１＋ｎＫ（ＶＲ
＋ＶＥＲ１／Ｒ２） ＝ｎＫｙ／１＋ｎＫｙ (12) となり、前記(3)式と同様な関数特性を得る。
４）(8) これにより ｘ＝Ｃ／Ｔ（R1R2R3） ＶＲ＋ＶＥＲ１／Ｒ２／ＶＲ＋ＶＥＲ１／Ｒ２＋Ｅ
ＣＣＲ１／Ｒ４(9) となるから、ここで Ｔ＝Ｃ（R1R2R3） (10) R4／R1＝nKECC (11) を満足するように回路定数を定めると、 ｘ＝ｎＫ（ＶＲ＋ＶＥＲ１／Ｒ２）／１＋ｎＫ（ＶＲ
＋ＶＥＲ１／Ｒ２） ＝ｎＫｙ／１＋ｎＫｙ (12) となり、前記(3)式と同様な関数特性を得る。
また、このｘを前記(1)式に代入すると、出力電
圧は、 Eo＝KEi（ＶR＋ＶER1／R2） （13） となり、前記(6)式と同様になる。
圧は、 Eo＝KEi（ＶR＋ＶER1／R2） （13） となり、前記(6)式と同様になる。
なお、この方式によれば、入力電圧Eiの変化
が小幅でやや緩かなときはよいが、入力電圧Ei
が大きく変化したり、急激に変化したときは、フ
イード・バツク信号ＶEによる補償が間に合わな
くなるので、出力電圧Eoに変動が生じる。その
ような不都合を解消するためには、制御信号発生
回路PWMを入力電圧Eiに対しても応動するよう
にすればよい。すなわち、制御信号発生回路
PWMの入出力特性の関数ｇを、Ky／Eiを独立変
数とするものとし、 ｘ＝ｑ（Ei，ｙ）＝f-1（Ky／Ei） （14） となるようにすればよい。
が小幅でやや緩かなときはよいが、入力電圧Ei
が大きく変化したり、急激に変化したときは、フ
イード・バツク信号ＶEによる補償が間に合わな
くなるので、出力電圧Eoに変動が生じる。その
ような不都合を解消するためには、制御信号発生
回路PWMを入力電圧Eiに対しても応動するよう
にすればよい。すなわち、制御信号発生回路
PWMの入出力特性の関数ｇを、Ky／Eiを独立変
数とするものとし、 ｘ＝ｑ（Ei，ｙ）＝f-1（Ky／Ei） （14） となるようにすればよい。
そうすると出力電圧は、
Eo＝Ei・ｆ（ｘ）
＝Ei・ff-1（Ky／Ei）
＝Ky （15）
となり、入力電圧Eiに無関係となる。
その場合の制御信号発生回路PWMとDC／DC
コンバータCNVの組合わせを第５図に示す。そ
して第６図には、DC／DCコンバータが ｆ（ｘ）＝１／ｎｘ （16） という直線的な変換特性を持つものであるとき
の、制御信号発生回路PWMの構成を示す。第６
図の回路は第３図の回路と類似のものであるが、
第３図におけるＥCCの代わりに入力電圧Eiが与
えられるようになつている。この回路により、 ｘ＝ｎ／Ｅｉ（ＶR＋ＶER1／R2） （17） が得られ、したがつてDC／DCコンバータの出力
電圧は、 Eo＝ＶR＋ＶER1／R2 （18） となる。ただし、回路定数の関係は Ｔ＝１／ｎCR3Ｒ２／Ｒ１＋Ｒ２ （19） を満足するように定められる。
コンバータCNVの組合わせを第５図に示す。そ
して第６図には、DC／DCコンバータが ｆ（ｘ）＝１／ｎｘ （16） という直線的な変換特性を持つものであるとき
の、制御信号発生回路PWMの構成を示す。第６
図の回路は第３図の回路と類似のものであるが、
第３図におけるＥCCの代わりに入力電圧Eiが与
えられるようになつている。この回路により、 ｘ＝ｎ／Ｅｉ（ＶR＋ＶER1／R2） （17） が得られ、したがつてDC／DCコンバータの出力
電圧は、 Eo＝ＶR＋ＶER1／R2 （18） となる。ただし、回路定数の関係は Ｔ＝１／ｎCR3Ｒ２／Ｒ１＋Ｒ２ （19） を満足するように定められる。
このように、本考案は、DC／DCコンバータの
制御信号発生回路に、誤差増幅器の出力信号の他
に出力電圧の基準値をも入力し、制御信号発生回
路をこれら両入力信号に応動させるようにした。
このため、誤差増幅器の出力の変化範囲が狭く
て、誤差増幅器故障時の影響が小さく、かつ基準
値変更に対する応答速度の高いDC／DCコンバー
タが得られる。
制御信号発生回路に、誤差増幅器の出力信号の他
に出力電圧の基準値をも入力し、制御信号発生回
路をこれら両入力信号に応動させるようにした。
このため、誤差増幅器の出力の変化範囲が狭く
て、誤差増幅器故障時の影響が小さく、かつ基準
値変更に対する応答速度の高いDC／DCコンバー
タが得られる。
第１図は、本考案実施例の概念的構成図、第２
図は、DC／DCコンバータの動作特性図、第３図
は、制御信号発生回路の一例図、第４図は、第３
図の回路の動作説明図、第５図は、本考案の他の
実施例の概念的構成図、第６図は、制御信号発生
回の他の例の図である。 CNV……DC／DCコンバータ、PWM……制御
信号発生回路、Ａ……誤差増幅器、ＶR……基準
値、CF……比較器。
図は、DC／DCコンバータの動作特性図、第３図
は、制御信号発生回路の一例図、第４図は、第３
図の回路の動作説明図、第５図は、本考案の他の
実施例の概念的構成図、第６図は、制御信号発生
回の他の例の図である。 CNV……DC／DCコンバータ、PWM……制御
信号発生回路、Ａ……誤差増幅器、ＶR……基準
値、CF……比較器。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 １次側にスイツチ素子を設けたトランスを有す
るDC／DCコンバータと、 このDC／DCコンバータの出力電圧Eoと基準
電圧源の電圧ＶRとの差に基づいてフイードバツ
ク信号ＶEを出力する誤差増幅器と、 一方の入力端子に、前記基準電圧源の電圧ＶR
が抵抗R1，R3によつて分圧された値と前記フイ
ードバツク信号ＶEが抵抗R2，R3によつて分圧さ
れた値が与えられ、他方の入力端子に、前記基準
電圧源の電圧ＶRが抵抗R1，R4を介した値と前記
フイードバツク信号ＶEが抵抗R2，R4を介した値
と一定電圧ＥCCによる電流で充電された定期的に
零まで放電する一定周期Ｔのランプ電圧を発生す
るコンデンサＣが接続され、制御信号（aVE＋
bVR）に比例したデユーテイ・レシオ信号を出力
して前記スイツチ素子を制御する制御信号発生回
路（ただし、Ｔ＝Ｃ〈R1R2R3〉，R4／R1＝
nKECC，１／ｎは前記トランスの巻線比，Ｋは
定数、ａ，ｂは定数）と を備えるDC／DCコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980072532U JPS6122478Y2 (ja) | 1980-05-28 | 1980-05-28 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980072532U JPS6122478Y2 (ja) | 1980-05-28 | 1980-05-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56174979U JPS56174979U (ja) | 1981-12-24 |
| JPS6122478Y2 true JPS6122478Y2 (ja) | 1986-07-05 |
Family
ID=29435726
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1980072532U Expired JPS6122478Y2 (ja) | 1980-05-28 | 1980-05-28 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6122478Y2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5445912A (en) * | 1977-09-17 | 1979-04-11 | Takechi Komusho Kk | Method of executing foundation pillar and its execution device |
-
1980
- 1980-05-28 JP JP1980072532U patent/JPS6122478Y2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5445912A (en) * | 1977-09-17 | 1979-04-11 | Takechi Komusho Kk | Method of executing foundation pillar and its execution device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56174979U (ja) | 1981-12-24 |
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