JPH01315259A

JPH01315259A - 直流変換器

Info

Publication number: JPH01315259A
Application number: JP14612588A
Authority: JP
Inventors: Jiro Togawa; 戸川　治朗
Original assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Current assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Priority date: 1988-06-14
Filing date: 1988-06-14
Publication date: 1989-12-20

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野コ本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路を有する直
流−直流変換器（ＤＣ／ＤＣＣ／式−タ又はスイッチン
グレギュレータ）に関するものである。

［従来の技術］従来の代表的なスイッチングレギュレータは、第２図に
示すように、一対の直流入力端子１．２と一対の直流出
力端子３．４の間にスイッチング素子としてスイッチン
グトランジスタ５及び平滑回路６を有し、トランジスタ
５をＰＷＭ制御することによって定電圧化された出力を
得るように構成されている。更に詳細には、第２図の例
では、トランジスタ５が入力端子１と出力端子３との間
に直列に接続され、トランジスタ５と出力端子３との間
の平滑回路６がダイオード７とリアクトル８とコンデン
サ９とで構成されている。１０は三角波発生器即ち鋸歯
状波発生器であって、実質的に一定周期で三角波（鋸歯
状波）を発生する。なお、この三角波発生器１０は４つ
の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４と１つのコンデンサＣ１
と演算増幅器Ａ１とを含み、入力端子１．２間の電源電
圧で駆動される。

直流出力端子３．４間に接続された２つの抵抗１１．１
２は出力電圧検出手段として設けられたものであり、こ
れ等の電圧分割点１３に出力電圧に対応した検出電圧が
得られる。１４は定電圧制御用誤差増幅器であって、電
圧分割点１３に接続された非反転入力端子と、ツェナー
ダイオード１５に接続された非反転入力端子とを有する
。ツェナーダイオード１５は抵抗１６を介して一対の入
力端子間１．２に接続されており、一定電圧（基準電圧
）を非反転入力端子に与える。ＰＷＭパルスを形成する
ための電圧コンパレータ１７の一方の入力端子（非反転
入力端子）は三角波発生器１０の出力ラインに接続され
、他方の入力端子（反転入力端子）は誤差増幅器１４の
出力端子に接続されている。

以上の回路で基本的なスイッチングレギュレータの動作
は可能である。即ち、電圧検出抵抗１１．１２の電圧分
割点１３から得られる検出電圧ＶＳとツェナーダイオー
ド１５から得られる基準電圧Ｖｒとの差に対応する電圧
が定電圧制御用誤差増幅器１４から出力される。この誤
差出力電圧ｖｅと三角波発生器１０の三角波Ｖｔとはコ
ンパレータ１７によって第３図（Ａ＞に示すように比較
され、第３図（Ｂ）に示すようなＰＷＭパルスが得られ
、ｌ・ランジスタ５がＰＷＭパルスに対応してオン・オ
フ動作する。誤差出力電圧が変化すると、三角波を横切
る点が変化するため、ＰＷＭパルス列におけるデユティ
比（オン・オフの時比率）が変化し、出力電圧が制御さ
れる。なお、この例では三角波が入力電源電圧の変化に
応じて第３図（Ａ）で点線で示すようにシフ１−シ、入
力電源電圧の変動分を補正したＰＷＭパルスが形成され
る。

ところで、入力電圧が低下すると、トランジスタ５のオ
ン期間が長くなり、入力電圧が大幅に低下すると、トラ
ンジスタ５のオン期間が長くなり過ぎて許容値以上の入
力電流が流れる恐れがある。

そこで、第２図の回路は、入力電圧が低下してもトラン
ジスタ５のオン期間がある値以上に広がることを阻止す
るためのデッドタイムコントロール用コンパレータ１８
を備えている。このデッドタイムコントロール用コンパ
レータ１８の反転入力端子は、一対の入力端子１．２間
に接続された入力電圧検出用抵抗１９．２０の電圧分割
点に接続され、非反転入力端子は三角波発生器１０に接
続され、出力端子はＰＷＭ用コシコンパレータ１フ転入
力端子に接続されている。入力電圧が低下すると、デッ
ドタイムコントロール用コンパレータ１８の高レベルの
出力パルス幅が広くなり、ＰＷＭコンパレータ１７の低
レベル期間の増大が阻止される。

［発明が解決しようとする課題］第２図の従来例のスイッチングレギュレータは、電気的
特性において殆ど問題点がないが、−層の低コスト化が
要求されている。

そこで、本発明の目的は上記要求に応えることができる
直流変換器を提供することにある。

［課題を解決するための手段］上記目的を達成するための本発明は、直流入力端子と、
直流出力端子と、前記直流入力端子から供給される直流
電源電圧をオン・オフするためのスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と前記直流出力端子との間に設け
られた平滑回路と、三角波発生器と、前記直流出力端子
の電圧又はこれに対応する電圧を検出する電圧検出手段
と、前記電圧検出手段で検出された電圧に応答して定電
圧値が変化するプログラマブルシャントレギュレータと
、前記三角波発生器に接続された一方の入力端子と、前
記シャントレギュレータに接続された他方の入力端子と
、パルス幅変調波によって前記スイッチング素子をオン
・オフ制御するための出力端子とを有するコンパレータ
とを備えた直流変換器に係わるものである。

なお、コンパレータの他方の入力端子と直流入力端子と
の間に第１の抵抗を接続し、更にコンパレータの他方の
入力端子とグランド（共通電源ライン）との間に第２の
抵抗を接続することが望ましい。

［作用］上記発明におけるプログラマブルシャントレギュレータ
は、ツェナー電圧を出力検出電圧によって制御すること
ができるツェナーダイオードと同様な作用を有する。こ
のため、プログラマブルシャントレギュレータの出力電
圧を従来回路の定電圧制御用誤差増幅器の出力と同様に
利用することができ、電圧制御回路の簡略化が達成され
る。

また、第１及び第２の抵抗によって入力電圧を分割し、
これをコンパレータの他方の入力端子に与えると、入力
電圧が大幅に低下した時にコンパレータがプログラマブ
ルシャントレギュレータの出力に応答しなくなり、スイ
ッチング素子のオン期間の広がりが阻止される。

［実施例コ次に、第１図を参照して本発明の一実施例に係わるスイ
ッチングレギュレータを説明する。但し、第１図におい
て第２図と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。

この実施例では一方の入力端子１．２間に第１の抵抗２
］（直流バイアス印加用抵抗）と第２の抵抗２２（デッ
ドタイムコントロール用抵抗）との直列回路が接続され
、この電圧分割点がコンパレータ１７の反転入力端子に
接続されている。また、反転入力端子と接地された出力
端子４との間にプログラマブルシャントレギュレータ２
３が接続されている。プログラマブルシャントレギュレ
ータ２３はアノード端子とカソード端子と制御端子とを
有し、アノード端子が接地された出力端子４（グランド
）に接続され、カソード端子がコンパレータ１７の反転
入力端子に接続され、制御端子が電圧分割点１３に接続
されている。なお、プログラマブルシャントレギュレー
タ２３として例えばテキサスインスツルメント社製のＴ
Ｌ４３１を使用することができる。

第１図の回路の直流入力端子１．２に直流電源電圧を供
給すると、第１の抵抗２］を介してプログラマブルシャ
ントレギュレータ２３がバイアスされ、この内部に基準
電圧が発生する。一方、出力電圧検出抵抗１１．１２の
分割点１３に得られる出力検出電圧はプログラマブルシ
ャントレギュレータ２３の制御端子に印加され、内蔵の
基準電圧と比較され、従来の定電圧制御用誤差増幅器の
出力電圧に相当する電圧がカソード端子に得られ、これ
がコンパレータ１７の反転入力端子に与えられる。この
結果、第２図の従来例の回路と同様にコンパレータ１７
からＰＷＭパルスを得ることができる。

今、仮に入力電圧が上昇すると、出力電圧も上昇するた
めにカソード端子の電圧が低下し、コンパレータ１７の
出力ＰＷＭパルス列の低レベル期間が短くなり、トラン
ジスタ５のオフ期間も雉くなる。逆に、入力電圧が低下
すると、コンパレータ１７の出力の低レベル期間が長く
なり、トランジスタ５のオン期間も長くなる。直流出力
電圧ＶＯと入力電圧Ｖｉｎとの関係は、リアクトル８を
流れる電流が連続であるという条件下で、トランジスタ
５のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとすると、
次式で示すことができる。

Ｖｏ　＝Ｔｏｎ／　（Ｔｏｎ　＋ＴｏＨ）−Ｖｉｎ従っ
て、Ｔ　ｏ　ｎとＴｏｆｆとの比即ちデユティ比を制御
することによって出力電圧■０を定電圧化することがで
きる。

入力電圧が徐々に低下して行くと、出力電圧を低電圧化
するために、プログラマブルシャントレギュレータ２３
のカソード端子の電圧は徐々に上昇する。しかし、第１
及び第２の抵抗２］．２２の分圧比で決まる値以上に上
昇することは不可能である。従って、コンパレータ１７
の出力パルス列の低レベル期間の最大値は第１及び第２
の抵抗２］．２２による入力電圧の分割値で決定され、
デッドタイムコントロールが達成される。

［変形例］本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
、次の変形が可能なものである。

（１）　スイッチングトランジスタ５に出カドランスを
接続し、電圧変換及び定電圧制御を行うスイッチングレ
ギュレータにも本発明を適用することができる。

（２）　トランジスタ５をＦＥＴ等の別のスイッチング
素子とすることもできる。

（３）　第１図はコンパレータ１７にトランジスタ５の
駆動回路が含まれているものとして示されているが、コ
ンパレータ１７とトランジスタ５との間に種々の形式の
駆動回路を介在させてもよい。

（４）　出カドランスを有するスイッチングレギュレー
タの場合には、このｌ・ランスから出力電圧を検出する
ことができる。

（５）　実施例の三角波発生器１０は入力電圧の変化に
応じて三角波の直流バイアス値が変化するが、入力電圧
の変動に無関係に常に一定の三角波を発生させるように
構成してもよい。

［発明の効果］以上説明したように本発明によれば、直流変換器の回路
構成を簡単にすることができる。また、第１及び第２の
抵抗を設けることによって、デッドタイムコントロール
を容易に達成することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わるスイッチングレギュレ
ータを示す回路図、第２図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図
、第３図はコンパレータの入力及び出力を示す波形図であ
る。１．２・・・入力端子、３．４・・・出力端子、５・・
・トランジスタ、６・・・平滑回路、１０・・・三角波
発生器、１７・・・コンパレータ、２］・・・第１の抵
抗、２２・・・第２の抵抗、２３・・・プログラマブル
シャントレギュレータ。

Claims

【特許請求の範囲】［１］直流入力端子と、直流出力端子と、前記直流入力端子から供給される直流電源電圧をオン・
オフするためのスイッチング素子と、前記スイッチング
素子と前記直流出力端子との間に設けられた平滑回路と
、三角波発生器と、前記直流出力端子の電圧又はこれに対応する電圧を検出
する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で検出された電圧に応答して定電圧値
が変化するプログラマブルシャントレギュレータと、前記三角波発生器に接続された一方の入力端子と、前記
シャントレギュレータに接続された他方の入力端子と、
パルス幅変調波によつて前記スイッチング素子をオン・
オフ制御するための出力端子とを有するコンパレータとを備えた直流変換器。［２］更に、前記直流入力端子と前記コンパレータの他
方の入力端子との間に接続された第１の抵抗と、前記他
方の入力端子とグランドとの間に接続された第２の抵抗
とを備えていることを特徴とする直流変換器。