JPH02218207A - 利得制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、各種電子機器に多用されている利得制御回路
に関し、特にビデオカメラや電子スチルカメラにおける
ホワイトバランス回路、輝度調整回路等の如く、微小な
映像信号について増幅、利得制御を行う際に用いて好適
な利得制御回路に関する。

［従来の技術］ 利得制御回路は、映像機器やオーディオ機器等において
信号レベル制御を行う際に多用されているものであり、
その回路構成については各種提案がなされている。

第９図は、本発明に先立って検討された利得制御回路を
示すものである。トランジスタＱ５、Ｑ６、抵抗Ｒｅ、
定電流回路Ｃ３Ｉ、Ｃ３２は人力差動増幅器１を構成す
る。映像信号等の人力信号Ｖｉｎは、トランジスタＱ５
のベースに印加され、その出力はトランジスタＱ６のコ
レクク電流ＩＣ６の変化分として取り出される。そして
、トランジスタＱ６のコレクタには、一対のトランジス
タＱｌ、Ｑ２からなる差動増幅器２が接続されこの差動
増幅器２は前記コレクク電流Ｉｃ６によってバイアスさ
れる。また、トランジスタＱ７のコレクタにもトランジ
スタＱ３．Ｑ４からなる差動増幅器３が接続されている
が、トランジスタＣ７のベースはバイアス電圧ｖｂに固
定され、そのエミックーＧＮＤ間には定電流回路Ｃ３３
が接続されている。従って、トランジスタＱ７のコレク
タ電流Ｉｃ７は定電流になり、差動増幅器３はＩｃ７に
よってバイアスされることになる。

ところで、差動増幅器２，３のうちトランジスタＱ２．
Ｑ３のベースは、バイアス電圧Ｖａにより一定のバイア
ス電圧になされているが、トランジスタＱｌ、Ｑ４のバ
イアス電圧は制御電圧Ｖｃによって所望の電圧レベルに
可変される。即ち、差動増幅器２，３は、双差動対（ギ
ルバートセル）に接続されたものである。制御電圧Ｖｃ
をＶｃＶ○に制御したとき、トランジスタＱｌ、Ｑ２の
各コレクタ電流は１／２Ｉｃ５になり、トランジスタＱ
３、Ｃ４の各コレクタ電流は１／２Ｉｃ７になる。一般
に、Ｖｃ＞Ｖｏに制御した場合は、トランジスタＱｌ、
Ｑ４のコレクタ電流が増加し、その増加分に反比例して
トランジスタＱ２．Ｑ３のコレクタ電流が減少する。

トランジスタＱ２．Ｑ４の各コレクタは、共通負荷であ
る負荷抵抗Ｒ１に接続されている。従って、この負荷抵
抗Ｒ１の一端は、いわば加算回路と見なすことができ、
トランジスタＱ２．Ｑ４のコレクタ電流を加算した電流
に対応した電圧降下が出力信号Ｖ○として得られる。

前記利得制御回路によれば、制御電圧Ｖｃにより前記の
ようにトランジスタＱ１〜Ｑ４の電流比を制御し、利得
Ｇｖを可変することができる。そして、利得Ｇｖは（Ｒ
１／Ｒｅ）　　・ｋで決定され、最大利得はＲＩ　／　
Ｒｅ、最小利得は無限小になる。

但し、ｋｉ′！Ｑ１とＣ２及びＣ３とＣ４に流れる電流
比であり、０≦に≦１の関係にある。

以上に説明したように、前記利得制御回路は制御電圧Ｖ
ｃをレベル調整することにより、出力信号Ｖｏのレベル
を容易に制御することができる。

しかし、本発明者の検討によると、更に改善すべき問題
点が明かになった。

［発明が解決しようとする課題］ 先ず、前記利得制御回路におけるノイズ発生について説
明する。入力信号Ｖｉｎに対する利得は、前記のように
抵抗ＲｅとＲ１との比、更に差動増幅器２，３を構成す
るトランジスタＱ１〜Ｑ４の電流分配比によって決定さ
れる。

一方、制御電圧Ｖｃの設定に対応してトランジスタＱ１
〜Ｑ４から発生するノイズ電圧は、高利得の差動増幅器
２，３によって増幅され、出力信号Ｖｏに表れるので、
Ｓ／Ｎ比が劣化することになる。前記Ｓ／Ｎ比の劣化は
、差動増幅器２．３の双方について同様に表れるので、
差動増幅器２について説明する。第１０図は、トランジ
スタＱｌ、Ｑ２で発生するノイズ電圧Ｖｎを用いた差動
増幅器１の等価回路を示すものである。

トランジスタＱｌ、Ｑ２の制御端子、即ち各ベースに同
一のバイアス電圧Ｖａを均等に印加した場合、トランジ
スタＱｌ、Ｑ２はバランス状態になり、各コレクタ電流
は１／２Ｉｅになる。

この状態における入力換算ノイズ電圧Ｖｎは、次式で表
すことができる。なお、入力換算ノイズについては、ｒ
Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｄｅｓｉｎ　ｏｆ　Ａｎａ
ｌｏｇＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ　Ｊ　
　（Ｐ、Ｒ，Ｇｒａｙ著、２ｎｄＢｄｉｔｉｏｎ　、ｐ
、ｐ、　６３５〜６８１　）　にも記載されている。

但し、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｒｂはＱｌ
、Ｃ２のベース抵抗、ｇｍはＩｅ／２ＶＴそして、Ｖア
はｋＴ／ｑである。

前記（１）式における右辺第１項はベース抵抗による熱
ノイズ、第２項はショットノイズである。

差動対に接続されたトランジスタＱＩ　　Ｃ２の利得Ｇ
は、Ｇ−（Ｉｅ　　−ＲＩ）／４Ｖｔで決定され、差動
増幅器３を構成するトランジスタＱ３゜Ｃ４についても
同様に利得Ｇが決定される。

前記利得可変増幅回路は、この差動増幅器２゜３を備え
ているのであるから、出力信号Ｖｏに表れるトランジス
タＱ１〜Ｑ４の全出力雑音電圧Ｖｎｏは、 ＝６ 但し、■１人人力ダイナミックレンジあり、Ｉｅ　　−
Ｒｅで決定され、最大ゲインＧｍは、ＲＬ　／Ｒｅで決
定される。また、前記ゲインＧｍＶ、はいずれも回路の
設計使用によって設定される。

一方、入力増幅器１を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６
からもノイズが発生する。

しかし、人力増幅器１の利得ＲＩ　／　Ｒｅと、前記差
動増幅器２．３の利得Ｉ　ｅ　Ｒ１／　４　Ｖ　ｔとは
、Ｒ］　／　Ｒｅ　＜　Ｉ　ｅ　Ｒ１／　４　Ｖ　ｔの
関係にあるので、出力信号ＶＯに現れる入力増幅器１の
ノイズ成分は無視することができる。

ところで、前記利得制御回路において、入力ダイナミッ
クレンジＶ１、最大利得Ｃｍは回路仕様により決定され
るものである。回路電流Ｉｅを大きくすると、前記（２
）式の第２項のショットノイズ成分を小さ（できるが、
消費電力が大きくなってしまう。

第１項のベース抵抗ｖｂの熱雑音を小さくするには、ベ
ース抵抗の小さい低雑音トランジスタを使う必要がある
が、素子サイズが大きくなるため、チップ面積も大きく
なり集積度が低下する一因になる。また、寄生容量が大
になるため、周波数特性が悪化する一因になる。

特にビデオカメラのγ補正される以前の撮像信号におい
ては、最大飽和出力の１／３程度のところに白１００％
が設定されるため、利得制御回路のダイナミックレンジ
は標準信号の３倍以上に広くしなければならず、（２）
式から明かなようにＳ／Ｎ比を劣化させている。

更に、γ補正回路では、低輝度部のみが３〜４倍程度に
増幅されるので低輝度のＳ／Ｎが大幅に劣化されること
になり、γ補正前では特にＳ／Ｎ比の優れた利得制御回
路が必要である。

本発明は、前記実状に鑑みてなされたものであり、その
目的はＳ／Ｎ比を改善した利得制御回路を提供すること
にある。

［課題を解決するための手段］ このような目的を達成するために本発明は、双差動対の
増幅手段を有し、かつ制御信号により利得を可変し得る
第２の利得可変増幅器の前段に、制御信号により複数の
利得を切り換えることのできる第１の利得可変増幅器を
設けたものである。

［作用］ このような構成を有する本発明にあっては、入力信号に
対する全体の利得は、前記第１及び第２の利得可変増幅
器の利得により設定することができると共に、ノイズを
発生する第２の利得可変増幅器の利得を小となし得るの
で、利得制御回路全体のＳ／Ｎ比を改善することができ
る。

［実施例］ 以下、図面を参照して本発明を適用した利得制御回路の
実施例を説明する。先ず、第１図を参照して利得制御回
路１１の基本概念を説明する。

利得制御回路１１は、本発明でいう第１の利得可変増幅
器に相当する利得切り換えアンプ１２、更に第２の利得
可変増幅器に相当する利得制御アンプ１３から構成され
ている。

利得切り換えアンプ１２は、本発明でいう第１の制御信
号に相当する利得切り換え（言号（以下において切り換
え信号という）Ｖｇによって利得ｇｌ、ｇ２に切り換え
られるものである。

そして、利得制御アンプ１３は第９図について説明した
ものを援用してよく、この場合は前記制御電圧Ｖｃが本
発明でいう第２の制御信号に相当する。利得制御アンプ
１３について、人力ダイナミックレンジをＶｌ、出力ダ
イナミックレンジをＶｏ、利得可変範囲をＧｌｏｗ　−
Ｇｈｉｇｈ　（以下においてＧｊ２．Ｇｈという）とし
たとき、最大ノイズ出は、 Ｖｎ　　＝に−ＶＩ　−Ｇ　ｈ　　　　　　　　　　（
３）で決定される。但し、ｋは比例定数である。

ところで、前記利得制御アンプ１３の前段に利得切り換
えアンプ１２を設け、その利得をｇｌ及びｇ２に切り換
え、かつ利得制御アンプ１３の利得制御をｇβ〜ｇｈの
範囲で行うことにすると、全体の利得はｇｌ・ｇβ＝Ｇ
１、Ｒ２・ｇｈ＝Ｇｈ、Ｒ２・ｇβ≦ｇ１・ｇｈの関係
に設定することにより、全体の利得可変範囲（Ｇｊ！−
Ｇｈ）をカバーすることができる。

利得制御アンプ１３に必要な人力ダイナミックレンジは
Ｖ　ｏ　／　ｇｌとなるから、この利得制御アンプ１３
で発生するノイズは前記（３）式から従って、前記（３
）（４）式より、Ｒ２・ｇｌ＞Ｖｏ／Ｖｉとなる利得を
設定すれば、ノイズを低減することができる。

ここて、前記利得制御回路１１の応用例として、例えば
ビデオカメラにおけるホワイトバランス回路の利得制御
に用いた場合を説明する。　ホワイトバランス回路の利
得制御範囲０．５〜４倍（−６ｄＢ〜１２ｄＢ）、入力
及び出力ダイナミックレンジをそれぞれｌＶｐｐとすれ
ば、ｇｌ＝０．５、ｇ　２＝、／Ｔ、ｇＡ＝１、ｇ　ｈ
　＝　２．／’Ｈに設計すとにより、前記利得切り換え
アンプ１２の利得をｇｌに制御したとき０．５〜．／Ｔ
倍、またＲ２に制御したとき、／′Ｔ〜４倍の範囲で利
得制御を行うことができる。

この場合の出力ノイズＶｎは前記（４）式より、Ｖｎｏ
＝Ｋ　・ ２１丁である。

これに対し、前記のように利得切り換え回路１２を設け
ない場合は、前記（３）式に示したよう従って、本発明
を適用することにより、利得制御回路１１から発生する
全雑音電圧の２乗平均は１丁倍、平均出力ノイズ電圧は
２”“　（＋１．５　ｄＢ）改善される。

次に、第２図を参照して前記利得切り換えアンプ１２の
第１の具体例を説明する。

本例に示す利得切り換えアンプ１２は、入力信号Ｖｉｎ
を利得ｇ１のアンプ２１と、利得ｇ２のアンプ２２とに
共通に供給し、かつ前記アンプ２１．２２の出力側に切
り換え回路２３を設けたものであり、該切り換え回路２
３の出力端子に、第１図について説明した利得制御アン
プを接続する。

前記構成によれば、切り換え信号Ｖｇによって切り換え
回路２３を切り換え操作することにより、２１倍された
出力信号Ｖｇｌ及び２２倍された出力信号Ｖｇ２を利得
制御アンプに選択的に供給することができる。この結果
、第１図について説明した場合と同様のノイズ低減が行
われる。

ところで、前記利得切り換え回路１２の回路構成では、
アンプ２１．２２は常に通電された状態であり、仮に利
得ｇ１で増幅する場合であっても、アンプ２２が利得ｇ
２で増幅を行っている。

前記第１の具体例では、利得がｇｌ、Ｒ２の２種である
から、２種のアンプ２１．２２を設けるだけでよいが、
更に多数の利得に切り換えたい場合は利得数に対応して
多数のアンプを設けることになる。

この場合、必要に応じて１種の利得を得るにも関わらず
、多数のアンプに通電し続けるので、消費電力が大にな
ってしまう。

次に、利得切り換えアンプ１２について具体的回路例を
用いて説明する。

第３図に示すトランジスタＱ１．Ｑ２、抵抗Ｒｅによっ
て構成された増幅器は、前記アンプ２１に相当するもの
であり、トランジスタＱ３．Ｑ４、抵抗Ｒｅｅで構成さ
れた増幅器は、前記アンプ２２に相当するものである。

トランジスタＱｌ、Ｑ２の各エミッタとＧＮＤとの間に
は、アンプ２１のバイアス電流を供給するトランジスタ
Ｑｌｌ、Ｑ１２及び抵抗Ｒ１１Ｒ１２からなるオン・オ
フ可能な電流源回路３１が設けられている。

また、トランジスタＱ３．Ｑ４の各エミッタとＧＮＤと
の間には、アンプ２２のバイアス電流を供給するトラン
ジスタＱ１３．Ｑ１４及び抵抗Ｒ１３、Ｒ１４からなる
オン・オフ切換え可能な電流源３２が設けられている。

そして、切り換え回路２３は、電流源３１．３２をオン
及びオフに切り換えるためのバイアス電圧を発生するも
のである。

この切り換え回路２３は、定電流回路Ｃｓｌ、基準電圧
Ｖｂ２と切り換え信号Ｖｇの電圧レベルとを比較する差
動対に接続されたＰＮＰ　ｌ−ランジスタＱ２１．Ｑ２
２、更に前記スイッチ回路３１゜３２を駆動するための
バイアス電圧を発生するダイオード接続されたトランジ
スタＱ２３．Ｑ２４及び抵抗Ｒ２１，Ｒ２２からなる。

前記アンプ２１．２２は、共通の基準電圧Ｖｂｌと共通
に供給される人力信号Ｖｉｎとを比較し、ｇｌ倍された
出力信号Ｖｇｌと２２倍された出力信号Ｖｇ２とを得る
ものである。

そして、利得ｇ１はＲ１／Ｒｅ、利得ｇ２はＲ１／Ｒｅ
ｅにて決定されるが、アンプ２１．２２が同時に動作す
ることはない。

即ち、切り換え信号Ｖｇと基準電圧Ｖｂ２とがＶｇ＞Ｖ
ｂ２の関係に設定されたとき、切り換え回路２３のトラ
ンジスタＱ２１がオンに動作し、定電流回路Ｃｓｌ、ト
ランジスタＱ２１．Ｑ２３、抵抗Ｒ２１の電流経路が構
成される。この結果、トランジスタＱ２３とカレント・
ミラー回路を構成するトランジスタＱ１３．Ｑ１４に所
定の電流が流れ、電流源回路３２がオンに動作し、アン
プ２２が増幅動作可能になる。

一方、切り換え回路２３のトランジスタＱ２２はオフに
なり、この電流経路は構成されない。

従って、トランジスタＱ２４からバイアス電圧が発生せ
ず、電流源回路３１はオフになる。

この結果、アンプ２２は動作するものの、アンプ２１は
動作せず、負荷抵抗Ｒ１の一端から２２倍された出力信
号Ｖｇ２が得られる。　これに対し、Ｖｇ＜Ｖｂ２に設
定された場合は、トランジスタＱ２２がオンに動作し、
トランジスタＱ２１がオフになる。

従って、トランジスタＱ２４からバイアス電圧が発生し
、トランジスタＱ２３からバイアス電圧は発生しない。

この結果、電流源回路３１がオンに動作し、アンプ２１
が増幅動作を行う一方、電流源回路３２、アンプ２２は
非動作になり、負荷抵抗Ｒ１の一端からｇｌ倍された出
力信号Ｖｇｌを得ることができる。

以上に説明したように、本実施例における利得切り換え
回路１２によれば、アンプ２１．２２の何れか一方を選
択的に動作させることができる。

以下、第４図〜第７図を参照して本発明の第３実施例を
説明する。即ち、本実施例における利得切り換え回路は
、ディジタル制御電圧によって前記同様の利得切り換え
を行うように構成したものである。

先ず、第４図を参照して基本概念を説明すると、利得切
り換えアンプ１２は２ｂｉｔのディジタ・し制御信号ａ
Ｑ、ａｌによって、利得を例えば４段階に切り換え得る
ように構成されている。利得切り換えアンプ１２の出力
側には利得制御アンプ１３が配されている。そして、前
記構成の利得制御回路１１を例えばホワイトバランス用
利得制御に応用した場合について説明する。即ち、利得
の可変範囲をＧβ−０，５からＧｈ＝４とし、入出力ダ
イナミックレンジＶ１及びＶＯを夫々Ｉ　Ｖｐｐに設定
する。

又、利得可変アンプ１３の最小利得をｇｌ−１、最大利
得ｇｈを、 と設定し、利得切換えアンプ１２の各利得ｇｌ。

ｇ２．ｇ３．ｇ４について、 ｇｌ　　＝ＧＬ　　＝　　０．５ ｇ２＝ｇｌ・ｇｈ　　＝（ＧＬ３・Ｇｈ）　”’　　＝
　（０，５）　’／４ｇ３＝ｇ２・ｇｈ　　＝（ＧＬ”
・Ｇｈ２）”’　　−（２）”’ｇ４　＝ｇ３・ｇｈ　
−（ＯＬ　　−Ｇｈ３）”’　　＝（２）”’と設定す
ると、全利得領域（ＧＡ−Ｇｈ）にって利得制御を行う
ことができ、全出力雑音電圧Ｖｎ。

は、 で決定される。

ここで第９図について説明した検討回路と比較すると、
検討回路では（３）式に示したようにＶｎ＝４にである
のに対し、本例に示した利得制御回路１１では全出力雑
音電圧Ｖｎｏは２５７４倍、即ち７．５ｄＢ、平均ノイ
ズ出力電圧Ｖｎについて２５′８倍即ち、３．７５　ｄ
　Ｂ改善される。

次に、具体的回路構成及び回路動作を説明する。

第５図は利得切り換えアンプ１２を構成する一個のアン
プを示すものであり、差動対に接続されたトランジスタ
Ｑ３１．Ｑ３２、能動負荷のトランジスタＱ３３．Ｑ３
４、更に出力トランジスタＱ３５、トランジスタＱ３６
．Ｑ３７等により構成された差動増幅器４１、利得を設
定する抵抗Ｒａ、Ｒｂからなる。

なお、Ｖｒはバイアス電圧を示すものであり、所定電圧
レベルの切り換え信号Ｖｇが供給されてスイッチトラン
ジスタＱ３６、Ｑ３７がオンに動作した場合、Ｑ３６．
Ｑ３７は電流源として作動し、前記差動増幅器にバイア
ス電流が供給され、人力信号Ｖｉｎはｇ−（１＋Ｒａ／
Ｒｂ）で決定される利得で増幅される。

前記アンプを用いて第６図に示すように構成することに
より、第４図について説明したようなディジタル信号ａ
ｏ、ａｌによる利得制御を行うことができる。即ち、４
個のアンプ４１の各利得を抵抗Ｒａ、Ｒｂによってｇ１
〜ｇ４に設定し、入力信号Ｖｉｎを共通に供給すると共
に、出力信号ＶＯを共通に得るように構成する。

そして、利得の異なる４個のアンプ４１を選択的に駆動
する切り換え信号Ｖｇｌ〜Ｖｇ４を切り換え回路１３か
ら供給する。

この結果、４個のアンプ４１の何れかが駆動され、その
アンプ４１に対応した出力信号Ｖｏが後段の利得制御ア
ンプ（図示せず）に供給されている間、他の３個のアン
プ４１は非動作になる。

依って、前記のようにノイズ低減を行い得ると共に、消
費電力を低減することもできる。

なお、前記切り換え回路１３は、第７図に示すような回
路構成であってよい。即ち、ディジクル信号ａＯは、バ
イアス電圧Ｖｒｌに対しハイレベルまたはローレベルの
何れかに設定される。

また、ディジタル信号ａ１についても、バイアス電圧Ｖ
ｒ２に対シハイレベルかローレベルノ何れかに設定する
。

先ず、Ｖｒｌ＜ａｏ、Ｖｒ　２＜ａ　１に設定された場
合の回路動作を説明する。この場合、トランジスタＱ４
１、Ｑ４３がオンに動作し、トランジスタＱ４７から切
り換え信号Ｖｇｌが発生する。

Ｖｒｌ＜ａｏ、Ｖｒ２＞ａｌに設定された場合、トラン
ジスタＱ４１．Ｑ４４がオンに動作し、トランジスタＱ
４８から切り換え信号Ｖｇ２が発生する。

Ｖｒｌ＞ａｏ、Ｖｒ２＜ａｌに設定された場合、トラン
ジスタＱ４２．Ｑ４５がオンに動作し、トランジスタＱ
４９から切り換え信号Ｖｇ３が発生する。

Ｖｒｌ＞ａｏ、ｖｒ２＞ａｌに設定された場合、トラン
ジスタＱ４２．Ｑ４６がオンに動作し、トランジスタＱ
５０から切り換え信号Ｖｇ４が発生ずる。

このようにして得られた切り換え信号Ｖｇｌ〜Ｖｇ４に
よって、第６図について説明したように各アンプ４１の
駆動切り換えが行われる。従って、本実施例に示した回
路構成によれば、低ノイズかつ低消費電力で４種の利得
切り換えを行うことができる。

次に、第８図を参照して本発明の詳細な説明する。第８
図はビデオカメラの一例を示す回路ブロック図であり、
５１はＣＣＤ等の撮像素子、５２はプリアンプ及び色分
離回路を示している。

色分離回路によって分離された色信号Ｇ（緑）、Ｒ（赤
）、Ｂ（青）のうち、色信号ＧはＴ補正回路を含むプロ
セスマトリクス回路５３に供給されるが、色信号Ｒ，Ｂ
は前記利得制御回１１にそれぞれ供給される。そして、
ホワイトバランス調整を行うために、前記のように利得
制御された色信号Ｒ，Ｂがプロセスマトリクス回路５３
に供給されるのであるが、以下に利得制御を行うための
制御信号の発生を説明する。

即ち、ホワイトバランスセンサー６１は、赤及び青を検
知した出力信号を色温度検出回路６２に供給する。

コントロール回路６３は、赤及び青の色温度に対応した
検出信号から色信号Ｒの利得制御を行うためのディジタ
ル制御信号と、色信号Ｂの利得制御を行うためのディジ
タル制御信号とを得て、Ｄ／Ａ変換器６４．６５に供給
するものである。

Ｄ／Ａ変換器６４．６５からアナログ制御信号が得られ
、該アナログ制御信号によって利得制御回路１１の利得
制御が行われる。ここで、本発明の利得制御回路を用い
る場合、デジタル信号の上位ビットを前記利得切換えア
ンプの制御信号とし、残りのビットをＤ／Ａ変換して後
段の利得制御アンプ１３の制御信号とすれば、Ｄ／Ａ変
換器のビット数を少なくすることができる。

そして、プロセスマトリクス回路５３は、色信号Ｇと利
得制御された色信号Ｒ，Ｂとにより信号処理を行い、輝
度信号Ｙと色差信号Ｒ−Ｙ、　　ＢＹを発生する。

［発明の効果］ 以上に説明したように、本発明によれば、双差動対の増
幅手段を有する利得制御アンプの前段に利得切り換えア
ンプを配置し、入力信号を利得切り換えアンプの所望の
利得で増幅した後、前記利得制御アンプに供給するよう
に構成したものであるから、前記利得制御アンプの利得
は、前記利得切り換えアンプの利得に対応して低減する
ことができる。

依って、この低減によって双差動対の増幅手段から発生
するノイズ成分の増幅も低減され、入力信号に対する利
得制御回路全体の利得を低下させることなく、Ｓ／Ｎ比
を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用した利得制御回路の基本概念を示
す回路図、 第２図は利得制御回路の第１実施例を示す利得切り換え
アンプの回路図、 第３図は利得制御回路の第２実施例を示す回路図、 第４図は本発明の第３実施例の基本概念を示す回路図、 第５図は利得切り換えアンプの要部の回路図、第６図は
利得切り換えアンプの全体の回路図、第７図は切り換え
回路の一例を示す回路図、第８図は本発明の応用例を示
すビデオカメラの回路図、 第９図は本発明に先立って検討した利得制御回路の回路
図、 第１０図はノイズ発生を説明する差動増幅器の回路図を
示すものである。 図中の符号 １：人力増幅器 ２．３：差動増幅器 １１：利得制御回路 １２：利得切り換えアンプ １３：利得制御アンプ ２１　２２．４１アンプ ２３：切り換え回路 ３１　３２：スイッチ回路 Ｖｉｎ　：入力信号 Ｖ○：出力信号 Ｖｇ：切り換え信号 ０１〜Ｑ５０：）ランジスタ Ｒ１：負荷抵抗。 手 続 ネ山 正 １鴎 平成 １年 ３月３１日 ！ｌＮ５−ｎ午庁長￥ｆ 殿 ２゜ 発明の名称 利得制御回路 ４゜ 代 理 人 ５゜ 補正命令の日刊： （自 発） ６゜ 補１１−にＪ、り増加りる請求項の数：１）　明細書簡
３頁１３行目のｒＶｏＪをｒｏ［ポルトコ」と補正する
。 ２〉　同書第３頁１６行目のｒＶｏＪをＥＯ［ポル１−
］」ど補正する。 同書第６頁１６行目のｒＶｎｏ」を「ｎξ」と補正Ｊる
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 第１の制御信号により複数の利得を切り換えるように構
   成した第１の利得可変増幅器の後段に、第２の制御信号
   により利得を可変するように構成した第２の利得可変増
   幅器を設けると共に、前記第１の利得可変増幅器により
   設定された利得に対応して前記第２の利得可変増幅器の
   利得を小になし、該第２の利得可変増幅器内から発生す
   るノイズ成分の増幅を小にするように構成した利得制御
   回路。