JPH02197256A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ産業上の利用分野 Ｂ発明の概要 Ｃ従来の技術 り発明が解決しようとする問題点（第８図〜第１１図） Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用（第１
図） Ｇ実施例（第１図〜第７図） （Ｇ１）第１の実施例（第１図〜第４図）（Ｇ２）第２
の実施例（第５図） （Ｇ３）第３の実施例（第６図） （Ｇ４）第４の実施例（第７図） （Ｇ５）他の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明は電源回路に関し、特に１次２次間を絶縁したス
イッチングレギュレータ回路に適用して好適なものであ
る。

Ｂ発明の概要 本発明は、電源回路において、可飽和特性を利用して絶
縁トランスのインダクタンスを可変し、スイッチングト
ランスの駆動周波数を制御することにより、所望の制御
特性を得ることができる。

Ｃ従来の技術 従来、スイッチングレギュレータ回路においては、例え
ばスイッチングトランスの出力電圧に基づいて、スイッ
チングトランスに印加される駆動電源のデイニーティ比
又は周波数を制御することにより、出力電圧を所定の電
圧に保持するようになされている。

Ｄ発明が解決しようとする問題点 ところで、スイッチングレギュレータ回路において、駆
動周波数を高くす些ば、その９ｘイツチングレギユレ一
タ回路の効率を改善し得ると共に全体を小型化し得ると
考えられる。

この場合第８図に示すようなスイッチングレギュレータ
回路１の構成が考えられる。

すなわち、商用電源をダイオードブロック２で全波整流
した後、平滑コンデンサ３で平滑する。

電界効果型トランジスタ４及び５とコンデンサ６及び７
は、それぞれ直列接続されて平滑された電源を受壁ると
共に、接続中点間をコイル８で接続するようになされて
いる。

これに対してスイッチングトランス１０は、１次巻線を
コンデンサ７に接続するようになされ、これにより電界
効果型トランジスタ４及び５が交互に、オン動作すると
、スイッチングトランス１０の１次側インダクタンス、
コイル８のインダクタンス、コンデンサ６又は７の容量
で決まる周期で、当該１次巻線に充放電電流が流れるよ
うになされている。

さらにスイッチングトランス１０の２次巻線は、ダイオ
ード１２及び１３を介して両波整流出力が得られるよう
になされ、その整流出力がリップルフィルタ１５及び平
滑コンデンサ１６で平滑されて出力されるようになされ
ている。

これに対して演算増幅回路２０は、非反転入力端に所定
の基準電源２Ｉを接続すると共に、反転入力端に帰還抵
抗２２及び２吹出力電圧■。ｔｌｌを受けるようになさ
れている。

さらに演算増幅回路２０は、出力抵抗２３を介してフォ
トカップラ２４の発光ダイオード２５を駆動するように
なされ、これにより２吹出力電圧■ｏＵｏの変動に応動
して発光ダイオード２５０発光光量が変化するようにな
されている。

従ってフォトカップラ２４のトランジスタ２８は、２次
出力電圧Ｖ。ＩＪＴの変動に応動してコレクタ抵抗が変
動し、これにより電気的に絶縁した状態で２吹出力電圧
■。ＬＩＴの変化を検出し得るようになされている。

当該トランジスタ２８は、抵抗３０と並列接続された状
態で、抵抗３１及びダイオード３２と直列に接続され、
当該直列回路が反転増幅回路として動作するように接続
されたイクスクルーシブノア回路３３の入出力端に接続
されるようになされている。

さらにイクスクルーシブノア回路３３は、ダイオード３
２と逆極性のダイオード３４が抵抗３５を介して入出力
端に接続されるようになされ、当該イクスクルーシブノ
ア回路３３の出力信号が、反転増幅回路として動作する
ように接続されたイクスクルーシブノア回路３８及びコ
ンデンサ３９を介して帰還されるようになされている。

かくしてイクスクルーシブノア回路３３は、イクスクル
ーシブノア回路３８、ダイオード３２及び３３、抵抗３
０．３１及び３５、コンデンサ３９とトランジスタ２８
と共に発振回路を構成するようになされ、抵抗３０．３
１．３５の抵抗値及びトランジスタ２８のコレクタ抵抗
値で決まる周波数で発振する。

すなわち第９図に示すように、当該発振回路の出力信号
Ｓ。、。（第９図（Ａ））においては、その立ち上がり
期間Ｔ１が抵抗３５の抵抗値で決まるのに対し、立ち下
がり期間Ｔ２が抵抗３０．３１の抵抗値及びトランジス
タ２日のコレクタ抵抗値で決まり、これにより当該出力
信号Ｓ。ｓｃの発振周波数が、２吹出力電圧■。ＬＩＴ
の変動に応動して変動するようになされている。

これにより２吹出力電圧Ｖ。ＵＴが低下すると、発光ダ
イオード２５の電流■２が増加して発振周波数が高くな
るようになされている。

ここで抵抗３５の抵抗値は、立ち上がり期間Ｔ、が十分
短くなるように選定されるのに対し、抵抗３１の抵抗値
は、当該出力信号Ｓ。、Ｃの周波数が、２吹出力電圧■
。ＵＴの変動に対して数〔ＭＨｚ　）の周波数で変動す
るように選定されている。

これに対してイクスクルーシブノア回路４０及び４１は
、一方の入力端に抵抗４３を介して発振回路の出力信号
Ｓ。、。を受けると共に、他方の入力端にそれぞれ抵抗
４４及び４５を介して電源電圧ＶＣＣを受けるようにな
されている。

さらにイクスクルーシブノア回路４０は、抵抗４８、コ
ンデンサ４９及びダイオード５０を介して、出力信号を
イクスクルーシブノア回路４１の入力端に出力するよう
になされ、同様にイクスクルーシブノア回路４１は、抵
抗５２、コンデンサ５３及びダイオード５４を介して、
出力信号をイクスクルーシブノア回路４０の入力端に出
力するようになされている。

かくしてイクスクルーシブノア回路４０及び４１は、発
振回路の出力信号Ｓ。、Ｃで駆動するフリップフロップ
回路を構成するようになされ、これによりイクスクルー
シブノア回路４０及び４１から、はぼデユーティ比が５
０　（％〕で、相補的に信号レベルが変化する分周信号
５ＦＦＩ　、５ＦＦ２　　（第９図（Ｂ）及び（Ｃ））
を得ることができる。

実際上、周波数が数（Ｍ　］（ｚ　）の範囲で変化する
発振回路を、抵抗及びコンデンサを用いた発振回路で構
成すると、発振回路から出力される出力信号においては
、デユーティ比が変動するおそれがある。

ところが、このように発振回路の出力信号をフリップフ
ロップ回路で分周するようにすれば、デユーティ比の変
動を未然に防止して、簡易に２吹出力電圧Ｖ　ＱＵＩＴ
の変動に伴って周波数が変化する発振回路を構成するこ
とができる。

これに対して増幅回路５５及び５６ば、分周信号５ＦＦ
Ｉ　−、５ＦＦ２を増幅してドライブトランス５７に供
給するようになされている。

ドライブトランス５７の２次巻線は、電界効果型トラン
ジスタ４及び５に接続されるようになされ、これにより
電界効果型トランジスタ４及び５を駆動して、交互にオ
ン動作するようになされている。

かくして、２吹出力電圧■。ＵＴが低下すると、分周信
号５ＦＦＩ　、５ｙｒｚの周波数が増加するように制御
されることから、この場合電界効果型トランジスタ４及
び５のオンオフ動作する周波数が増加し、かくして２吹
出力電圧■。ＩＩＴを所定値に保持することができる。

ところが、このようにフォトカップラ２４を用いて１次
２次間を絶縁する場合、フォトカップラ２４で十分な絶
縁耐電圧を得ることが困難な問題がある。

さらに第１０図に示すように、フォトカップラにおいて
は、トランジスタのコレクタ抵抗が、発光ダイオードの
電流Ｉ２に対して非直線的に変化し、電流■２が増加す
るとコレクタ抵抗が急激に減少する特性を有する。

従って第１１図に示すように、発振回路においては、電
流■２が増加すると非直線的に発振周波数が増加するよ
うに制御され、発振周波数の制御特性が、フォトカップ
ラの特性に追従して一義的に決まる問題がある。

この場合制御特性を自由に選定することが困難なことか
ら、結局広範囲な電源電圧及び負荷の変動に対して、安
定した２吹出力電圧■。ＵＴを得ることが困難になる。

さらにフォトカップラ自体、変換効率にバラツキを避は
得ないことから、これを補正するための補正回路が刑余
必要になる問題もある。

この問題を解決するための１つの方法として、例えば特
公昭６３−１５９１号公報に開示されたように、スイッ
チングトランス自体を可飽和リアクトルで構成する方法
が考えられる。

ところがこのようにすると、スイッチングトランスが大
型化し、駆動周波数を高くしてもスイツチングレギュレ
ータ回路を小型化することが困難になる。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、所望の制
御特性で、１次２次間を絶縁した簡易な構成の電源回路
を提案しようとするものである。

Ｅ問題点を解決するための手段 かかる問題点を解決するため本発明においては、スイッ
チングトランス１０と、絶縁トランス６２と、スイッチ
ングトランス１０の２次出力■。ＵＴに基づいて、可飽
和特性を利用して、絶縁トランス６２のインダクタンス
Ｌを可変制御する制御回路６１．６３と、絶縁トランス
６２のインダクタンスしに応じて、発振周波数を可変す
る発振回路６２．７０．７１．７３．７４．７６と、発
振回路６２．７０．７１．７３．７４．７６の出力信号
Ｓ。ＳＣＩに基づいて、スイッチングトランス１０を駆
動する駆動回路２．３．４．５．６．７．５７．８０と
を備えるようにする。

Ｆ作用 絶縁トランス６２のインダクタンスしに応じて発振周波
数を可変すると共に、可飽和特性を利用して、当該イン
ダクタンスＬを可変制御すれば、当該可飽和特性を所望
の特性に選定することにより、簡易に１次２次間を絶縁
して、所望の制御特性を得ることができる。

Ｇ実施例 以下図面について、本発明の一実施例を詳述する。

（Ｇ１）第１の実施例 第８図との対応部分に同一符号を付して示す第１図にお
いて、６０は全体としてスイッチングレギュレータ回路
を示し、２吹出力電圧■。ＬＩＴを演算増幅回路６１の
反転入力端に受けると共に、直交トランス６２の１次巻
線に受ける。

演算増幅回路６１は、非反転入力端に基準電源６３を接
続するようになされ、これにより直交トランス６２の１
次巻線に、基準電源６３を基準にして、２吹出力電圧■
。ｕ７に応じて変化する１次電流■３が流れるようにな
されている。

第２図に示すように直交トランス６２は、フェライトを
焼結して形成された同一形状のコ字状のコア６５及び６
６を、当該コア６５及び６６の対向する脚が９０度傾く
ように配置され、それぞれコア６５及び６６に１次巻線
６７及び２次巻線６８が捲回されるようになされている
。

これにより、１次巻線６７から生じる磁束Φ１と２次巻
線６８から生じる磁束Φ２とが互いに直交し、磁束Φ１
及びΦ２が通過するコア、６５及び６６の脚においては
、磁束Φ１及びΦ２が強め合う領域と、互いに打ち消し
合う領域とが生じるようになされている。

この実施例においては、コア６５．６６の材質、形状、
１次巻線及び２次巻線の捲回数を選定して、１次電流Ｉ
３の電流値に応じて、磁束Φ、及びΦ２が強め合う領域
で磁束が局所的に飽和するようになされている。

このようにすれば、１次電流■３の電流値の応じて、磁
束が飽和した領域の大きさを変化させることができ、２
次巻線側から見た当該直交トランス６２のインダクタン
スＬを、１次電流■３の電流値に応じて制御することが
できる。

さらに直交トランス６２は、１次巻線６７及び２次巻線
６８間で充分な絶縁耐電圧が得られるように、１次巻線
６７及び２次巻線６８の巻線位置、コア６５．６６間の
配置位置が選定され、これによりスイッチングトランス
１０の２次巻線側と、当該直交トランス６２の２次巻線
とが、充分に絶縁されるようになされている。

コンデンサ７０．７１は、抵抗７３．７４と共に反転増
幅回路７６の入出力端を結ぶ移相回路を構成するように
なされ、これにより反転増幅回路７６から、次式 の関係式で表される出力信号Ｓ。５，１が得られるよう
になされている。

従って、直交トランス６２のインダクタンスＬを１次電
流Ｉ３の電流値に応じて制御できることから、当該出力
信号Ｓ。ＳＣＩの発振周波数ｆを１次電流Ｉ３の電流値
に応じて制御することができる。

実際上第３図に示すように、この種の直交トランス６２
においては、コア６５及び６６の断面形状、フェライト
を組成するマンガンジンク（Ｍ　ｎＺｎ）、ニッケルジ
ンク（Ｎｉ　Ｚｎ）等の組成比、フェライトの焼成条件
を選定すれば、１次電流Ｉ３に対するインダクタンスＬ
の変化を、所望の曲線を描いて変化するように選定し得
、これにより所望の磁気特性を得るごとかできる。

また、１次及び２次巻線の巻数を選定すれば、インダク
タンスＬの絶対値を所望の値に選定することができる。

さらに、このときの磁気特性のバラツキも、発光ダイオ
ードの変換効率に比して、極めて小さな値に保持するこ
とができる。

従って第４図に示すように、直交トランス６２を用いて
発振回路を構成すれば、インダクタンスＬの変化に応じ
て、所望の制御特性で、発振周波数を精度良く可変制御
することができる。

さらに、直交トランス６２を用いて発振回路を構成する
場合、この実施例のようにコンデンサ及びコイルで構成
された移相回路を増幅回路の入出力間に接続して発振回
路を構成し得、発振周波数を高い周波数に選定した場合
でも、全体として簡易な構成で、安定かつ確実に出力信
号Ｓ。ＳＣＩの発振周波数ｆを制御することができる。

か（してこの実施例において、演算増幅回路６１、基準
電源６３は、スイッチングトランス１０の２次出力でな
る２吹出力電圧Ｖ。ＵＴに基づいて、直交トランス６２
の可飽和特性を利用して、インダクタンスＬを可変制御
する制御回路を構成する。

これに対し、反転増幅回路７６、コンデンサ７０．７１
、抵抗７３．７４は、直交ｌ・ランス６２と共に直交ト
ランス６２のインダクタンスしに応じて、発振周波数を
可変する発振回路を構成する。

駆動回路８０は、出力信号Ｓ。８，１に基づいて、ドラ
ブトランスを駆動し、これにより出力信号Ｓ　０９ＣＩ
を基準にして、電界効果型トランジスタ４及び５が交互
にオン動作するようになされている。

従って所望の制御特性で、２吹出力電圧■。ＵＴを所定
電圧に保持するように制御し得、これにより電源電圧及
び負荷の変動に対して安定した２吹出力電圧■。Ｌｌｌ
を得ることができる。

さらにこのとき、直交トランス６２において、スイッチ
ングトランス１０の２次巻線側と直交トランス６２の２
次巻線とを充分に絶縁したことにより、簡易かつモ育実
に、当甚亥スイッチングレギュレータ回路６０の１次２
次間を絶縁することができる。

かくして直交トランス６２は、スイッチングレギュレー
タ回路６０の１次２次間を絶縁する絶縁トランスを構成
するのに対し、ダイオードブロック２、平滑コンデンサ
３、電界効果型トランジスタ４．５、コンデンサ６．７
、コイル５、ドライブトランス５７及び駆動回路８０は
、出力信号Ｓ　０ＳＣＩに基づいて、スイッチングトラ
ンス１０を駆動する駆動回路を構成する。

以上の構成において、ダイオードブロック２で全波整流
された電源は、平滑コンデンサ３で平滑されて、交互に
オン動作する電界効果型トランジスタ４及び５とコンデ
ンサ６及び７に与えられる。

これにより、スイッチングトランス１０においては、電
界効果型トランジスタ４及び５が交互にオン動作する周
期で、スイッチングトランス１０の１次側インダクタン
ス、コイル８のインダクタンス、コンデンサ６又は７の
容量で決まる充放電電流が１次巻線に流れ、２次巻線に
２次電圧が誘起される。

当該２次電圧は、ダイオード１２及び１３で両波整流さ
れた後、リップルフィルタ１５及び平滑コンデンサ１６
で平滑されて２吹出力電圧■。ｏｌとして出力される。

２吹出力電圧■。ＬＩＴは、非反転入力端に基準電源６
３を接続するようになされた演算増幅回路６１に与えら
れ、直交トランス６２の１次巻線に、基準電源６３を基
準にして、２吹出力電圧■。ＵＴに応じて変化する１次
電流Ｉ３が流れる。

これにより直交トランス６２のインダクタンスＬが、１
次電流Ｉ３の電流値に応じて制御され、反転増幅回路７
６から出力される出力信号Ｓ。ＳＣＩの発振周波数ｆが
、所望の制御特性で、１次電流Ｉ３の電流値に応じて制
御されると共に、当該スイッチングレギュレータ回路６
０の１次２次間が、簡易かつ確実に絶縁される。

出力信号Ｓ。５，１は、駆動回路８０に与えられ、これ
により出力信号Ｓ。ＳＣＩを基準に□して、電界効果型
トランジスタ４及び５が交互にオン動作するように制御
され、所望の制御特性で、２吹出力電圧■。Ｕ７が所定
電圧に保持される。

以上の構成によれば、直交トランス６２で発振回路を構
成すると共に、当該直交トランス６２の可飽和特性を利
用して、発振周波数を制御することにより、所望の制御
特性で、簡易かつ確実に１次２次間を絶縁することがで
きる。

（Ｇ２）第２の実施例 この実施例においては、第５図に示すような構成の直交
トランス８３を用いて、発振回路を構成する。

すなわち直交トランス８３においては、矩形形状のコア
８４と、矩形形状で１部にギャップＧが形成されたコア
８５に、それぞれ２次巻線８６及び１次巻線８７が捲回
されるようになされている。

コア８４は、その１部がコア８５のギヤ７１０間に位置
するように配置され、これにより当該コア８４の１部と
コア８５とで１次巻線８７の磁気血路を構成するよろに
なされている。

従って、ギヤ７１０間に配置されたコア８４の一部領域
においては、１次巻線８７で形成されたギャップＧを通
過する磁束Φ３に対して、２次巻線８６で形成された磁
束Φ４が直交するようになされ、２吹出力電圧■。ＵＴ
に応じて１次巻線８７の電’４１３を制御することによ
り、磁束Φ３及びΦ４で合成される磁束の大きさを制御
することができる。

この実施例においては、コアの材質、形状、１次巻線及
び２次巻線の捲回数を選定して、１次電流１３の電流値
に応じて、この合成される磁束に対してコア８４が飽和
するようになされている。

従って、直交トランス８′３においては、１次電流■、
の電流値に応じて、２次巻線８６のインダクタンスを制
御し得、当該直交トランス８３を用いて発振回路を構成
することにより、当該発振回路の発振周波数を可変制御
することができる。

第５図の構成によれば、直交トランスを矩形形状のコア
で構成するようにしても、第１の実施例と同様の効果を
得ることができる。

（Ｇ３）第３の実施例 第６図に示すようにこの実施例においては、コア８５の
ギャップＧに、矩形形状のコア８４（第５図）に代えて
２次巻線９１を捲回した円柱形状のコア９２を配置する
。

この場合筒２の実施例と同様に、コア９２において、１
次巻線８７で形成される磁束と、２次巻線９１で形成さ
れる磁束とを直交させることができ、１次巻線８７の電
流に応じて２次巻線のインダクタンスを可変制御するこ
とができる。

第６図の構成によれば、矩形形状のコアに代えて円柱形
状のコアを用いるようにしても、第１の実施例と同様の
効果を得ることができる。

（Ｇ４）第４の実施例 この実施例においては、直交トランスに代えて可飽和リ
アクトルを用いて、発振回路の発振周波数を可変制御す
る。

すなわち第１図との対応部分に同一符号を付して示す第
７図においては、絶縁トランス９６の２次巻線の一端に
可飽和リアクトル９５を介して２吹出力電圧Ｖ。ＬＩＴ
を与えると共に、２次巻線の他端に演算増幅回路６１の
出力電圧を与える。

さらに絶縁トランス９６においては、１次巻線の入力が
バイパスコンデンサ９７で交流的に短絡されるようにな
され、これにより絶縁トランス９６の１次巻線側の交流
負荷が、可飽和リアクトル９５でなるインダクタンスに
なるようになされている。

従って、１次電流■３に応じて可飽和リアクトル９５の
インダクタンスが可変することから、絶縁トランス９６
の２次巻線側から見たインダクタンスを、当該１次電流
Ｉ３に応じて制御することができる。

かくして反転増幅回路７６から出力される出力信号Ｓ。

ＳＣＩの周波数を、１次電流■３に応じて可変制御する
ことができる。

因にこの実施例において、演算増幅回路６１、基準電源
６３、バイパスコンデンサ９７及び可飽和リアクトル９
５ば、スイッチングトランスの２次出力に基づいて、可
飽和リアクトル９５の可飽和特性を利用して、絶縁トラ
ンス９６のインダクタンスを可変制御する制御回路を構
成する。

第７図の構成によれば、直交トランスに代えて可飽和リ
アクトルを用いるようにしても、第１の実施例と同様の
効果を得ることができる。

（Ｇ５）他の実施例 なお」二連の実施例においては、発振回路において、反
転増幅回路７６の入力端に入力抵抗７４を接続する場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、必要に応じ
て当該入力抵抗７４を省略するようにしてもよい。

さらに上述の実施例においては、フェライト製のコアを
用いて直交トランスを構成する場合について述べたが、
コアの材質はこれに限らず、例えばパーマロイ、センダ
スト等を用いるようにしても良い。

さらに上述の実施例においては、２次出力電圧に応じて
発振周波数を制御する場合について述べたが、本発明は
これに限らす、２次出力電流に応じて制御する場合、さ
らには２次出力電流及び２次出力電圧の双方に応じて制
御する場合に広（適用することができる。

さらに上述の実施例においては、スイッチングトランス
を駆動するスイッチング素子として電界効果型トランジ
スタ４及び５を用いた場合について述べたが、スイッチ
ング素子はこれに限らず、例えばバイポーラ型のトラン
ジスタ等広く適用することかできる。

さらに上述の実施例においては、電界効果型トランジス
タ４及び５をドライブトランスを介して駆動する場合に
ついて述べたが、本発明はこれに限らず、ドライブトラ
ンスを省略して直接電界効果型トランジスタを駆動する
場合にも広く適用することができる。

さらに上述の実施例においては、反転増幅回路の入出力
間を移相回路で接続して発振回路を構成する場合につい
て述べたが、発振回路はこれに限らず、要はインダクタ
ンスの変化に応じて発振周波数を可変し得る発振回路を
広く適用することができる。

Ｈ発明の効果 上述のように本発明によれば、可飽和特性を利用して、
発振回路を構成する絶縁トランスのインダクタンスを可
変制御したことにより、所望の制御特性で、簡易かつ確
実に１次２次間を絶縁した電源回路を得ることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるスイッチングレギュレ
ータ回路を示す接続図、第２図はその直交トランスを示
す斜視図、第３図及び第４図はその動作の説明に供する
特性曲線図、第５図は直交トランスの第２の実施例を示
す斜視図、第６図はその第３の実施例を示す斜視図、第
７図は第４の実施例による発振回路を示す接続図、第８
図は問題点の説明に供するスイッチングレギュレータ回
路を示す接続図、第９図はその動作の説明に供する信号
波形図、第１０図及び第１１図はその問題点の説明に供
する特性曲線図である。 ２・・・・・・ダイオードブロック、３・・・・・・平
滑コンデンサ、４．５・・・・・・電界効果型１〜ラン
ジスタ、１０・・・・・・スイッチングトランス、６２
．８３．９３・・・・・・直交トランス、９５・・・・
・・可飽和リアクトル、９６・・・・・・絶縁トランス
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 スイッチングトランスと、 絶縁トランスと、 上記スイッチングトランスの２次出力に基づいて、可飽
   和特性を利用して、上記絶縁トランスのインダクタンス
   を可変制御する制御回路と、上記絶縁トランスのインダ
   クタンスに応じて、発振周波数を可変する発振回路と、 上記発振回路の出力信号に基づいて、上記スイッチング
   トランスを駆動する駆動回路と を具えることを特徴とする電源回路。