JPH02149010A - サンプルレートコンバータ - Google Patents
サンプルレートコンバータInfo
- Publication number
- JPH02149010A JPH02149010A JP30267788A JP30267788A JPH02149010A JP H02149010 A JPH02149010 A JP H02149010A JP 30267788 A JP30267788 A JP 30267788A JP 30267788 A JP30267788 A JP 30267788A JP H02149010 A JPH02149010 A JP H02149010A
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- JP
- Japan
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- sampling
- output
- digital filter
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- Pending
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 68
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 19
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 10
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
本発明は、入力データのサンプリング周波数を変換して
出力するサンプルレートコンバータに関する。
出力するサンプルレートコンバータに関する。
(従来の技術)
音声信号処理において、伝送系の転送レート、例えばC
Dのサンプリング周波数(44,1KH2)をCDIの
サンプリング周波数(37,8KHz、18.9KHz
)に変換する必要性がある。
Dのサンプリング周波数(44,1KH2)をCDIの
サンプリング周波数(37,8KHz、18.9KHz
)に変換する必要性がある。
また、衛星放送の転送レートからDATへの転送レート
に変換する場合もある。
に変換する場合もある。
従来、サンプリング周波数の変換方法には、第1の方法
として第7図に示すように入力のサンプリング周波数で
D/A変換して一旦アナログ信号としてから変換サンプ
リング周波数で再度A/D変換する方法がある。
として第7図に示すように入力のサンプリング周波数で
D/A変換して一旦アナログ信号としてから変換サンプ
リング周波数で再度A/D変換する方法がある。
また、第2の方法としては第8図に示すようにディジタ
ル信号処理によるディジタルフィルタでサンプリング周
波数を変換する方法がある。すなわち、入力のサンプリ
ング周波数の最小公倍数でディジタルフィルタを構成し
、所望の周波数帯域にフィルタリングして変換サンプリ
ング処理を行っている。
ル信号処理によるディジタルフィルタでサンプリング周
波数を変換する方法がある。すなわち、入力のサンプリ
ング周波数の最小公倍数でディジタルフィルタを構成し
、所望の周波数帯域にフィルタリングして変換サンプリ
ング処理を行っている。
ところが、上記第1の方法では、アナログ信号で処理を
行うため、信号の劣化が生じる。第2の方法では、全て
ディジタル信号処理を行うため信号の劣化は少ないが、
サンプリングクロックが少なくとも3種類(第8図中の
入力用サンプリングクロック■、最小公倍数用サンプリ
ングクロック■XN(Nはサンプリングクロック■とサ
ンプリングクロック■の最小公倍数)、出力用サンプリ
ングクロック■)必要であり、このため回路が複雑化し
かつ高価なものとなる。
行うため、信号の劣化が生じる。第2の方法では、全て
ディジタル信号処理を行うため信号の劣化は少ないが、
サンプリングクロックが少なくとも3種類(第8図中の
入力用サンプリングクロック■、最小公倍数用サンプリ
ングクロック■XN(Nはサンプリングクロック■とサ
ンプリングクロック■の最小公倍数)、出力用サンプリ
ングクロック■)必要であり、このため回路が複雑化し
かつ高価なものとなる。
(発明が解決しようとする課題)
上述したようにディジタルフィルタを用いた第2のサン
プリング周波数変換方法では、サンプリングクロックが
少なくとも3種類必要であり、このため回路が複雑化し
かつ高価なものとなる欠点があった。
プリング周波数変換方法では、サンプリングクロックが
少なくとも3種類必要であり、このため回路が複雑化し
かつ高価なものとなる欠点があった。
本発明はこのような事情に基づきなされたもので、簡単
な構成でしかも安価なサンプルレートコンバータを提供
することを目的としている。
な構成でしかも安価なサンプルレートコンバータを提供
することを目的としている。
[発明の構成]
(課題を解決するための手段)
上記従来の課題を解決する本発明のサンプルレートコン
バータは、入力データのサンプリング周波数をディジタ
ルフィルタにより変換して出力するサンプルレートコン
バータにおいて、入力データのサンプリング周期のみを
用いて信号変換処理を行うと共に、各サンプリング周期
により信号変換処理後の出力遅延時間を各周期ごとに設
定し、該出力遅延時間だけ遅延させて各変換サンプリン
グ出力を出力することを特徴とする。
バータは、入力データのサンプリング周波数をディジタ
ルフィルタにより変換して出力するサンプルレートコン
バータにおいて、入力データのサンプリング周期のみを
用いて信号変換処理を行うと共に、各サンプリング周期
により信号変換処理後の出力遅延時間を各周期ごとに設
定し、該出力遅延時間だけ遅延させて各変換サンプリン
グ出力を出力することを特徴とする。
(作 用)
例えば、入力データのサンプリング周波数を6=7の変
換比で変換する場合、7サンプリング中に6サンプリン
グ出力することであり、人力データのサンプリング周波
数の7倍の周期(6と7の最小公倍数である42)のデ
ィジタルフィルタでサンプリングする。すなわち、入力
データを6デイジタルフイルタサンプリングおきにディ
ジタルフィルタに入力しその間には0をセットすると共
に、7デイジタルフイルタサンプリングおきに積和演算
処理して出力するとサンプリング周波数が変換すること
になる。この時、入力と出力のタイミングは、7サンプ
ル入力して6サンプル出力することになる。
換比で変換する場合、7サンプリング中に6サンプリン
グ出力することであり、人力データのサンプリング周波
数の7倍の周期(6と7の最小公倍数である42)のデ
ィジタルフィルタでサンプリングする。すなわち、入力
データを6デイジタルフイルタサンプリングおきにディ
ジタルフィルタに入力しその間には0をセットすると共
に、7デイジタルフイルタサンプリングおきに積和演算
処理して出力するとサンプリング周波数が変換すること
になる。この時、入力と出力のタイミングは、7サンプ
ル入力して6サンプル出力することになる。
出力の周期を無視すれば、ディジタルフィルタの演算バ
ッファに6個おきに入力データを他に0データをセット
し、最小公倍数のサンプリング7個おきに積和演算処理
して出力すると、6:7のサンプリング周波数変換がな
されるが、出力周期は入力周期(入力サンプリングクロ
ック)と同じとなり、かつ1サンプル抜けて出力される
。この周期を所望の周期にするため、入力周期から出力
遅延時間を設定し、この出力遅延時間だけ遅延させて出
力データを出力するようにする。
ッファに6個おきに入力データを他に0データをセット
し、最小公倍数のサンプリング7個おきに積和演算処理
して出力すると、6:7のサンプリング周波数変換がな
されるが、出力周期は入力周期(入力サンプリングクロ
ック)と同じとなり、かつ1サンプル抜けて出力される
。この周期を所望の周期にするため、入力周期から出力
遅延時間を設定し、この出力遅延時間だけ遅延させて出
力データを出力するようにする。
(実施例)
以下、本発明の一実施例について図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
第1図は本発明の一実施例によるサンプルレートコンバ
ータの構成ブロック図である。本実施例のサンプルレー
トコンバータは、入力データを生成する信号源3と、そ
の入力データをディジタル変換するA/D変換器1と、
入力データのサンプリング周波数を所望のサンプリング
周波数(m)に変換して出力するディジタルフィルタ2
を備えてなる。A/D変換器1とディジタルフィルタ2
には、共通のサンプリングクロック■が接続されている
。
ータの構成ブロック図である。本実施例のサンプルレー
トコンバータは、入力データを生成する信号源3と、そ
の入力データをディジタル変換するA/D変換器1と、
入力データのサンプリング周波数を所望のサンプリング
周波数(m)に変換して出力するディジタルフィルタ2
を備えてなる。A/D変換器1とディジタルフィルタ2
には、共通のサンプリングクロック■が接続されている
。
また、第4図にディジタルフィルタ2の一例を示す。第
4図中、5は入力データを記憶する演算バッファ、6は
入力データ(ho−hm−+)と係数(KG〜にト1)
の乗算を行う乗算器、7は乗算結果を加算する加算器で
ある。
4図中、5は入力データを記憶する演算バッファ、6は
入力データ(ho−hm−+)と係数(KG〜にト1)
の乗算を行う乗算器、7は乗算結果を加算する加算器で
ある。
ここで、例えば入力データのサンプリング周波数を6:
7の変換比で変換する場合、7サンプリング中に6サン
プリング出力することであり、入力データのサンプリン
グ周波数の7倍の周期(6と7の最小公倍数である42
)のディジタルフィルタ2でサンプリングする。すなわ
ち、入力データを6デイジタルフイルタサンプリングお
きにディジタルフィルタ2に入力しその間には0をセッ
トすると共に、7デイジタルフイルタサンプリングおき
に積和演算処理して出力するとサンプリング周波数が変
換することになる。この時、入力と出力のタイミングは
、7サンプル入力して6サンプル出力することになる。
7の変換比で変換する場合、7サンプリング中に6サン
プリング出力することであり、入力データのサンプリン
グ周波数の7倍の周期(6と7の最小公倍数である42
)のディジタルフィルタ2でサンプリングする。すなわ
ち、入力データを6デイジタルフイルタサンプリングお
きにディジタルフィルタ2に入力しその間には0をセッ
トすると共に、7デイジタルフイルタサンプリングおき
に積和演算処理して出力するとサンプリング周波数が変
換することになる。この時、入力と出力のタイミングは
、7サンプル入力して6サンプル出力することになる。
最小公倍数のサンプリングによる入力データと、0デー
タセツトと、出力データの関係を第3図に示す。
タセツトと、出力データの関係を第3図に示す。
出力の周期を無視すれば、第3図のようにディジタルフ
ィルタ2の演算バッファ5に6個おきに入力データを他
に0データをセットし、最小公倍数のサンプリング7個
おきに積和演算処理して出力すると、6:7のサンプリ
ング周波数変換がなされるが、出力周期は入力周期(サ
ンプリングクロック■)と同じとなり、かつ1サンプル
抜けて出力される。この周期を所望の周期にするため、
第5図に示すように入力周期から出力遅延時間(WO、
Wl 、W2 、W3 ・・・)だけ遅延させて出力デ
ータを出力するようにする。なお、Aはディジタルフィ
ルタ2の演算時間である。また、出力遅延時間(WO、
Wl 、 W2 、 Wl φ書)は、WO<Wl
<W2 <W3 ・なる大きさで設定されている
。第5図から明かなように出力データは入力データから
演算時間人士出力遅延時間(WO、Wl 、 W2 、
W3 ・・)だけ遅れて出力される。
ィルタ2の演算バッファ5に6個おきに入力データを他
に0データをセットし、最小公倍数のサンプリング7個
おきに積和演算処理して出力すると、6:7のサンプリ
ング周波数変換がなされるが、出力周期は入力周期(サ
ンプリングクロック■)と同じとなり、かつ1サンプル
抜けて出力される。この周期を所望の周期にするため、
第5図に示すように入力周期から出力遅延時間(WO、
Wl 、W2 、W3 ・・・)だけ遅延させて出力デ
ータを出力するようにする。なお、Aはディジタルフィ
ルタ2の演算時間である。また、出力遅延時間(WO、
Wl 、 W2 、 Wl φ書)は、WO<Wl
<W2 <W3 ・なる大きさで設定されている
。第5図から明かなように出力データは入力データから
演算時間人士出力遅延時間(WO、Wl 、 W2 、
W3 ・・)だけ遅れて出力される。
本実施例はディジタルフィルタ2にDSP(Digit
al Slgnal Proscsor )を備えて上
記変換処理を実行している。DSPは予めプログラミン
グされている。そのプログラムによる制御フローを第2
図(a)〜(e)に示す。
al Slgnal Proscsor )を備えて上
記変換処理を実行している。DSPは予めプログラミン
グされている。そのプログラムによる制御フローを第2
図(a)〜(e)に示す。
第2図(a)に示すように、メインルーチンは割り込み
待ちの状態になっている。割り込まれて出力許可になる
と、サンプリングクロック■のデータカウントにより出
力遅延時間(WO、Wl 。
待ちの状態になっている。割り込まれて出力許可になる
と、サンプリングクロック■のデータカウントにより出
力遅延時間(WO、Wl 。
W2 、W3 ・・・)が設定され、その時間を待って
割り込み処理中に積和演算された出力データが出力され
る。その後、データストローブ信号STBを出力して出
力データの出力を禁止し、再び割り込み待ちの状態にな
る。
割り込み処理中に積和演算された出力データが出力され
る。その後、データストローブ信号STBを出力して出
力データの出力を禁止し、再び割り込み待ちの状態にな
る。
割り込みルーチン(第2図(b))の入力処理では、デ
ータを人力し演算バッファ5にデータをセットする。入
力データをセットする位置は、サンプリングクロック■
のデータカウントにより行う。すなわち、演算バッファ
5を第6図のように構成して、データカウントがnの場
合はn番目の演算バッファ5にセットする(第2図(C
))。
ータを人力し演算バッファ5にデータをセットする。入
力データをセットする位置は、サンプリングクロック■
のデータカウントにより行う。すなわち、演算バッファ
5を第6図のように構成して、データカウントがnの場
合はn番目の演算バッファ5にセットする(第2図(C
))。
なお、演算バッファ5の初段に入力データをセット口、
演算バッファ5全体をnデータ分だけシフトするように
してもよい(第2図(d))。
演算バッファ5全体をnデータ分だけシフトするように
してもよい(第2図(d))。
演算処理は予めディジタルフィルタ2の係数(KO〜K
m)をDSP内に記憶しておき、各演算バッファ5の入
力データ(ho−hm−+)との積和演算を行う。この
演算は入力(割り込み)ごと1= 行つ75<、n−a
6のときは出力を行わないので演算しなくてもよい。
m)をDSP内に記憶しておき、各演算バッファ5の入
力データ(ho−hm−+)との積和演算を行う。この
演算は入力(割り込み)ごと1= 行つ75<、n−a
6のときは出力を行わないので演算しなくてもよい。
本実施例で問題となる点は、割り込み待ちによる出力タ
イミングのずれ(ジッタ)を生じることである。このず
れはDSPの出力許可待ちループの時間であり、その時
間はDSPの処理時間が100 (nsec)程度であ
ることから数100 (nsec)大きさとなる。しか
し、このずれ(ジッタ)は、田カストローブ信号STB
を出力することでそれを吸収することができる。
イミングのずれ(ジッタ)を生じることである。このず
れはDSPの出力許可待ちループの時間であり、その時
間はDSPの処理時間が100 (nsec)程度であ
ることから数100 (nsec)大きさとなる。しか
し、このずれ(ジッタ)は、田カストローブ信号STB
を出力することでそれを吸収することができる。
上記実施例から分かるように、人力のサンプリングクロ
ック■のみで周波数の変換が可能となる。
ック■のみで周波数の変換が可能となる。
[発明の効果]
以上説明したように本発明のサンプルレートコンバータ
は、入力データのサンプリング周期のみを用いて信号変
換処理を行うと共に、各サンプリング周期により信号変
換処理後の出力遅延時間を各周期ごとに設定し、該出力
遅延時間だけ遅延させて各変換サンプリング出力を出力
することにより、サンプリングクロックが入力サンプリ
ングクロックのみで動作させることができるので、従来
のように高次のサンプリングクロックを外部から供給す
る必要がなくなる。このため、サンプルレートコンバー
タの構成が複雑化しがっ高価となる不利益を解消できる
。
は、入力データのサンプリング周期のみを用いて信号変
換処理を行うと共に、各サンプリング周期により信号変
換処理後の出力遅延時間を各周期ごとに設定し、該出力
遅延時間だけ遅延させて各変換サンプリング出力を出力
することにより、サンプリングクロックが入力サンプリ
ングクロックのみで動作させることができるので、従来
のように高次のサンプリングクロックを外部から供給す
る必要がなくなる。このため、サンプルレートコンバー
タの構成が複雑化しがっ高価となる不利益を解消できる
。
第1図は本発明の一実施例によるサンプルレートコンバ
ータの構成ブロック図、 第2図はDSPを用いて変換処理を行う場合の制御動作
を示すフローチャート、 第3図は演算バッファの状態遷移を示す図、第4図はデ
ィジタルフィルタの一例を示す構成ブロック図、 第5図は本発明の一実施例によるサンプルレートコンバ
ータの動作を示すタイミングチャート、第6図は演算バ
ッファへの入力データセットの一例を示す図、 第7図及び第8図はそれぞれ従来のサンプルレートコン
バータのブロック図である。 1・・・A/D変換器、2・・・ディジタルフィルタ、
5・・・演算バッファ、6・・・乗算器、7・・・加算
器、hO〜h a−+・・・入力データ、KO〜K m
−+・・・係数、WO。 Wl、 ・・・・出力遅延時間、A・・・演算時間。
ータの構成ブロック図、 第2図はDSPを用いて変換処理を行う場合の制御動作
を示すフローチャート、 第3図は演算バッファの状態遷移を示す図、第4図はデ
ィジタルフィルタの一例を示す構成ブロック図、 第5図は本発明の一実施例によるサンプルレートコンバ
ータの動作を示すタイミングチャート、第6図は演算バ
ッファへの入力データセットの一例を示す図、 第7図及び第8図はそれぞれ従来のサンプルレートコン
バータのブロック図である。 1・・・A/D変換器、2・・・ディジタルフィルタ、
5・・・演算バッファ、6・・・乗算器、7・・・加算
器、hO〜h a−+・・・入力データ、KO〜K m
−+・・・係数、WO。 Wl、 ・・・・出力遅延時間、A・・・演算時間。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力データのサンプリング周波数をディジタルフィルタ
により変換して出力するサンプルレートコンバータにお
いて、 入力データのサンプリング周期のみを用いて信号変換処
理を行うと共に、各サンプリング周期により信号変換処
理後の出力遅延時間を各周期ごとに設定し、該出力遅延
時間だけ遅延させて各変換サンプリング出力を出力する
ことを特徴とするサンプルレートコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30267788A JPH02149010A (ja) | 1988-11-30 | 1988-11-30 | サンプルレートコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30267788A JPH02149010A (ja) | 1988-11-30 | 1988-11-30 | サンプルレートコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02149010A true JPH02149010A (ja) | 1990-06-07 |
Family
ID=17911857
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP30267788A Pending JPH02149010A (ja) | 1988-11-30 | 1988-11-30 | サンプルレートコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02149010A (ja) |
-
1988
- 1988-11-30 JP JP30267788A patent/JPH02149010A/ja active Pending
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