JPH02142381A - 誘導電動機の速度検出方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、可変電圧、可変周波数ＰＷＭインバータによ
る３相続ｉｔ動機の瞬時トルク、瞬時磁束制御方式にお
いて、誘導電動機の速度を速度センサを使用することな
く演算することにより検知する、速度センサレス速度検
知の一方式に関するものである。

（従来の技術） 本発明にかかるｙ、導電動機の速度検出方式によって検
知した値は、誘導電動機の種々の制御のために適用でき
るが、ここでは内容を分かり易くするために速度制御系
に従来の速度センサを使用した場合について詳述する。

従来、空間ベクトルによる誘導電動機の速度制御は、第
２図のブロック図に示すように、３相誘導電動機６に取
り付けられたＰＧあるいはＴＧなどの速度センサ８によ
り誘導電動機の実速度Ｎ１を検出し、速度指令Ｎ１との
偏差をトルク指令Ｔ“として制御回路７に与え、瞬時ト
ルク、瞬時磁束制御を行うことにより速度制御系を構成
していた。

第２図において破線で囲まれた瞬時トルク、瞬時磁束制
御方式の制御回路７の基本動作は、昭和６１年１月発行
の電気学会論文誌Ｂの１０６巻１号第９頁以下に記載さ
れた「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高
速トルク制御法」なる論文に記載されている。

その基本原理は、空間ベクトルで表された誘導電動機の
１次電流ｉ、および１次磁束φ、ベクトルのベクトル積
として瞬時発生トルクを演算し、これとトルク指令Ｔ１
との偏差および１次磁束φ１と磁束指令値φどとの偏差
に応じて、予めテーブル化されているインバータのトル
ク応答を最適とするスイッチングパターンを選び、イン
バータの出力電圧を時々刻々更新して瞬時トルクおよび
磁束を瞬時制御するものである。

第２図は前述のごとき基本動作を行う誘導電動機の瞬時
トルク、磁束制御系のブロック図であり、直流電圧源１
より正母線１ａおよび負母線１ｂを経て３相ＰＷＭイン
バータ３を介して３相誘導電動機６に給電する。制御回
路７は指令および検出された電流、電圧信号を処理し、
ＰＷＭインバータ３のスイッチング素子の通電信号を発
生する。４は電源スィッチである。

ＰＷＭインバータ３はトランジスタ等のオン、オフ可能
なスイッチング素子とダイオードとをそれぞれ逆並列接
続してなる６個のアームを３相グレツツ結線することに
より構成されるが、図のように３個の切換スイッチＳｕ
＋　Ｓｖ、　Ｓｗとして表すことができる。

ＰＷＭインバータ３の各出力端子から電流検出器５ｕ、
５ν、５−を経て３相誘導電動機６に給電すると共に、
直流側正負母線間に電圧検出器２が接続され、これら検
出器と後述するスイッチ状態変数とから各相電流および
各相電圧が検出できるようになっている。

３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれＩ’ｌ＋　ｔｌとし、２次電流をｉｔとすると、電
圧方程式は ・・・■ ただし、記号ｖＩ＋　ｌｌ＋　１ｇは直軸、横軸すなわ
ちｄ、ｑ２軸変換された量のベクトル表示であり、例え
ばｖｌはｄ軸成分をＶ＋ａ＋　　ｑ軸成分をＶｌ４とす
ると Ｖｌ””Ｖｌ４　　　＋　　ｊＶｌｑ ・・・■ で示され、ｔｌ＋ ｉｌも同様に定義される。なお、■ 式左辺のＯはｄ、ｑ両軸成分とも０の場合を表し、かご
形回転子の場合２次電圧はこのようにＯとなる。

式■における定数は Ｒ１；１次巻線抵抗 し、；１次インダクタンス Ｒ１；２次巻線抵抗 し、；２次インダクタンス Ｍ：相互インダクタンス θ、は回転角速度、ｐは微分演算子、ｊは虚数記号を４
表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束φ、はφｌ　−Ｌ＋
＋ｉ＋　　＋Ｍｔｔ 式■の第１行を展開して ・・・■ ｖ＋”　　（Ｒ＋　＋ｐＬ＋＋）　　ｉｔ　＋ｐ旧。

弐〇を代入し、整理すると ｖｌ−Ｒ＋＋＋＝　　　ｐ　φ　１ 両辺を積分すると ・・・■ すなわち、電動機１次磁束は式■の積分演算により求め
られる。

各切換スイッチＳｕ、　Ｓｖ、Ｓ−は、正母線ｌａ側に
倒れる場合と負母線ｌｂ側に倒れる場合とがあり、中間
位置をとることはない、前者を状態１．後者を状態０と
するとインバータの出力状態は次に示すスイッチ状態変
数表ですべてを表すことができる。

スイッチ状態変数表 ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない。また、Ｖｄ＋　ＶＱはｄ。

９２軸成分で表したスイッチ状態変数で、実際のｄ、　
　ｑｌ！ｄ＋電圧ｖ　＋　ａ　＋　ｖ　＋　ｑ　ハ、コ
レニ直流電圧ａｌＸ１ノ電圧ＶとＰフ訂とを乗じ と表せる。

このスイッチ状態変数表を図示したのが第３図であり、
■、の横の括弧内は切換スイッチＳｕ、　５ｖＳ−の状
態を順に示しており、ｋが増加するに従って時計方向に
６０°ずつステツプする電圧ベクトルを表している。な
お、ｋ−０およびに−７は零ベクトルと呼ばれるもので
、図では原点と一敗する。

ｋ−０およびに＝７はそれぞれインバータの出力を決定
する切換スイッチＳｕ、　Ｓｖ、　Ｓｎがすべて正母線
ｌａ側に倒れるか、または負母線ｌｂ側に倒れるかの違
いはあるが、３相誘導電動機６の線間電圧はいずれも零
となり、３相短絡モードである。

瞬時トルクＴは式■の１次磁束φ、と１次電流ｊ１のベ
クトル積として式■により求められる。

Ｔ−φＨＸ１ｌ−φ、ｘｉ＋ｑ　　−φＩｑＸｊ１４　
　　”・■ここで、φ、、φ１．および１１ｄ＋　ｌｌ
ｑはそれぞれ１次位束φ１および１次電流ｉ、をｄ、ｑ
２軸に分解したときの各成分である。

ブロック７０１および７０３ｂは切換スイッチＳｕ、　
Ｓｖ。

Ｓｗの状態と電圧検出器２で検出した電流電圧源１の電
圧■とから１次端子電圧Ｖ、を算出するブロックであり
、スイッチ状態変数表と式■とから算出される。

ブロック７０２は電流検出器５ｕ、　５ｖ、　５ｗによ
り検出される３相電流ｉｕ＋　ｉｖ、　ｉ−を、次式に
よりｄ。

ｑ２２軸成に変換するブロックである。

・・・■ この１次電流ｉ、に、ブロック７０３ａにおいて１次巻
線抵抗Ｒ８を乗じ、ブロック７０４において１次端減算
する。

ブロック７０５は弐〇に従って磁束を積分演算するブロ
ックであり、１次磁束φ、のｄ、ｑ両軸成分φ、４．φ
１９が求められ、ブロック７０６にて磁束ベクトル長φ
１が次式により求められる。

φ’　”　ミコー工　　・・・■ 更に、ブロック７１０では第４図の磁束状態図に示すよ
うに、１次位束φ、ベクトルのｄ軸を基準とする時計方
向の回転角θが、境角線として３０”９０”　、　１５
０°、２１０°、　２７０’　、　３３０＠の６０°毎
に仕切られるどの領域に属しているかによって、制御フ
ラグｆθを次のように発生する。

−３０’≦θ＜３０’；ｆθ＝１ ３０’≦θ＜　　９０”　；ｆθ＝■ ９０°≦θ＜１５０＠；ｆθ＝■ １５０″″≦θ＜２１０°；ｆθ−■ ２１０＠≦θ＜２７０”；ｆθ＃Ｖ ２７０°≦θ＜３３０’ｉｆθ−■ 第５図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ１が磁束指令値φ−に対し、誤差限界Δ
φを用いて φ−−Δφ／２くφ、くφど＋Δφ／２となるように制
御するための制御フラグｆφを発生する。すなわち、磁
束ベクトル長φ、が増加して上限であるφ−＋Δφ／２
に達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０を発生し
、また磁束ベクトル長φ１が減少して下限であるφ１′
−Δφ／２に達すると増磁を指令する制御フラグｆφ＝
１を発生する。

かくして、磁束ベクトル長φ、は第５図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック７０６で式■により
算出された磁束ベクトル長φ１がブロック７０８におい
て磁束指令値φ−から減算され、ブロック７１１におい
て第５図の状態制御図に従い制御フラグｆφ−１，０を
発生する。

第５図に示した磁束のリミットサイクルは、第４図に関
していえば、１次位束φ１のベクトルの頭部が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する。

第５図による制御フラグｆφと第４図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ−１，ｆθ＝
■の制御フラグが立っているとすると、領域が−３０”
≦θ〈３０°における増磁モードを意味するから、１次
位束φ１ベクトルに積分されるべき１次電圧ν、ベクト
ルは、円の外向き成分を持ったものの中から選ばれる。

ブロック７０７はブロック７０２．７０５の両出力のベ
クトル積を式■により演算し、瞬時トルクＴを算出する
ブロックであり、ブロック７０９においてトルク指令Ｔ
０から瞬時トルクＴを減算し、トルク指令Ｔ”と式■に
より求められた瞬時トルクＴとの差が所定の誤差限界以
内に押えられるように、ブロック７１２において第６図
の状態制御部に従って制御フラグｆτを発生する。

第６図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図で
、電動機力行時はトルク偏差Ｔ”−Ｔが上限値ΔＴｌ　
（ΔＴｌ＞Ｏ）に達すると、加速モードの制御フラグｆ
τ＝１を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下
限値−Δｒｔ　（ΔＴ、＞Ｏ）に達すると、零ベクトル
モードの制御フラグｆτ−０を発生し、トルクが漸減し
て再び偏差が増加し上限値ΔＴ、に達すると加速モード
に移り、第６図の上半部のヒステリシスループを矢印方
向に周回するリミットサイクルを描く。

次に、電動機が回生制動を行っている時は第６図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値−ΔＴｌ　（ΔＴ＋＞Ｏ）に達すると漸減
モードの制御フラグｆτ＝−１を発生する。以下、カ行
時と同様に矢印方向のリミットサイクルを繰り返えす。

かくして、ブロック７１２は制御フラグｒτ＝１．Ｏ，
−１を出力する。

ブロック７１３はブロック７１０．７１１．７１２から
出力される３個の制御フラグｆθ、ｆφ、ｆτの各組み
合わせに最も適したインバータ出力電圧を決定するブロ
ックであり、次に示すスイッチングテーブルによって、
第４図で説明した１次位束φ、のベクトル長と回転方向
をこれら３個の制御フラグｆθ、ｆφ、ｒτが制御する
。

スイッチングテーブル このスイッチングテーブルは、３個の制御フラグｆθ、
ｆφ、ｒτのすべての組み合わせについて出力電圧ベク
トルの番号にの値を示したもので、倍演算サイクルごと
にブロック７１３においてこのスイッチングテーブルを
参照することにより、インバータ３ヘスイツチング信号
を送り、磁束およびトルクの制御が行われる。

インバータ周波数は第４図の１次位束φ１ベクトルの回
転速度と考えることができるが、これは外部から与えら
れるものではなく、式■による電圧ベクトルの積算結果
として生じるものである。

以上に説明したように、瞬時トルク、瞬時磁束制御系が
破線で囲んだ制御回路７で構成され、速度指令Ｎ０と３
相誘導電動機６に取り付けられたＰＣあるいはＴＧなど
の速度センサ８により得た誘導電動機の実速度Ｎｍとの
偏差をブロック７１７にて演算し、これをトルク指令↑
０として制御回路７に与えて誘導電動機の速度制御系が
構成されていた。

（発明が解決しようとするｉｌ！題） 以上説明したように、空間ベクトル法に基づいてＰ聞イ
ンバータによる３相誘導電動機の瞬時トルク、瞬時磁束
制御が行われるが、従来のＰＷＭインバータによる誘導
電動機の速度制御においては、電圧と周波数との比率を
一定とし、すなわち磁束指令値φ０を一定として与え、
速度指令Ｎ０と３相誘導電動機に外付けされた例えばＰ
ＧまたはＴＧなどの速度センサによって得られる誘導電
動機の実速度Ｎｍとの偏差をトルク指令Ｔ０として与え
て制御されていた。

このような制御では速度センサが不可欠なものであり、
誘導電動機の軸端にｐｃまたはＴＧなどを取り付けるか
、または速度センサ付の誘導電動機を用意しなければな
らなかった。すなわち、誘導電動機の速度検出のために
高価な速度センサを具備しなければこの速度制御は不可
能であり、コスト面で極めて不利である。また、速度セ
ンサの取り付けのための機構およびスペースの面から電
動機の軸方向寸法が大きくなる不具合があった。速度セ
ンサ内蔵の誘導電動機を使用しても同様にコスト高とな
り、また速度センサ無しのものとの互換性がない場合も
あった。更に、ＰＧＪ？３７Ｇなどの速度センサの信号
に対してノイズ対策など配線についての配慮が要求され
、またこの速度センサの断線時のオーバーラン対策を要
するなど、速度センサを具備することによる問題点が多
数基されていた。

（課題を解決するための手段） ３相誘導電動機の速度制御の手段として誘導電動機の速
度を検出するために、従来は速度センサが不可欠のもの
であったが、速度センサはそれが高価なことや取付スペ
ースなどの制約から、速度センサ無しで、すなわち速度
センサレスの速度制御を行うことが種々提案されている
。

空間ベクトル法に基づく瞬時トルク、瞬時磁束制御を基
本とした速度制御を行う際には、演算１次位束の変数が
φＩＩ　　φ１９で与えられ、この情報からＰＷＭイン
バータの１次周波数すなわち３相誘導電動機へ印加され
る１次周波数が得られるところから、誘導電動機の無負
荷回転速度Ｎ１が演算可能であり、また電圧と周波数と
の比率が一定で制御されておれば、演算された瞬時トル
クＴとすべり回転速度Ｎｍとの間には、定常的にはに、
を一定常数として Ｎｍ千に、ＸＴ の関係があるので、誘導電動機の実速度ＮｍはＮｍ＝Ｎ
ｍ　−Ｎ。

なる演算によって得ることができる。

本発明は前記のことに着目してなされたもので、空間ベ
クトル法による場合には瞬時トルク、瞬時磁束制御のた
めの演算の他に、前述のごとき瞬時速度演算を追加する
ことにより、速度センサ無しで節単に速度制御を可能と
するものである。

すなわち、本発明にかかる誘導電動機の速度検出方式は
、３相誘導電動機の電圧および電流をそれぞれ空間ベク
トル値に換算して１次位束ベクトルの瞬時値を演算する
手段と、前記１次位束ベクトルと電流ベクトルとからト
ルクの瞬時値を演算する手段と、磁束指令値と前記１次
位束ベクトルの大きさとを比較する磁束比較手段と、ト
ルク指令値と前記トルクの瞬時値とを比較するトルク比
較手段と、前記１次位束ベクトルの方向を判別する磁束
ベクトル方向判別手段とを具え、これら磁束比較手段、
トルク比較手段および磁束ベクトル方向判別手段の出力
から判断して、可変電圧、可変周波数インバータの最適
出力電圧を決定し誘導電動機の瞬時トルク、瞬時１次磁
束を制御する方式において、前記１次磁束ベクトル成分
の演算値よりインバータの出力周波数による誘導電動機
の無負荷回転速度Ｎｍを、また前記トルクの瞬時値より
すべり回転速度Ｎｍを求め、該誘導電動機の実速度Ｎ７
を Ｎｍ＝Ｎｍ　−Ｎ。

として演算することを特徴とするものである。

なお、本明細書では本発明の内容の理解を容易とするた
めに、本発明の誘導電動機の速度検出方式を速度制御の
ために通用した場合について詳述するが、例えば巻取機
のセンタードライブ方式のような間接張力制御などで、
速度情報が必要なその他の制御方式に対してもこの速度
検出方式が適用できる。

（作　用） 先に従来の技術の項で詳細に説明したように、空間ベク
トルによる誘導電動機の瞬時トルク、瞬時磁束制御では
、瞬時トルクＴおよび瞬時１次磁束φ１を演算によって
求めている。これら２つの情報から、誘導電動機の速度
が演算によって算出できることを以下に説明する。

１次磁束φ、ベクトルの回転速度はインバータの出力周
波数と考えることができるので、この１次磁束φ、ベク
トルの回転速度が算出できれば、誘導電動機の１次周波
数ｆ、が算出でき、誘導電動機の極数をＰとしたとき無
負荷回転速度Ｎ＋（ｒｐｍ）は Ｎ　Ｉ＝　１２０ｆ　Ｉ／　Ｐ により求められる。

１次磁束φ、ベクトルはｄ、ｑ両軸成分φ１４゜φＩＱ
として算出されているので、１次磁束ベクトルφ１のｄ
軸に対する偏角θは ｔａｎθ＝φ７．／φ、６　　　　　　　　　・・・（
１）で表される。この式（］）の両辺を時間ｔで微分す
るシ ｄ　　ｔａｎ　　θ ｔ ｃｏｓ”θ ｄθ ｔ φＩ４ これを整理して として得られ、同様にして が得られる。

これら（４）、　（５）式を（３）式に代入して整理す
るとここで（１）式から φ１４′　　＋φ１ｑ であるから、これを（２）式に代入し ｄｉ　　　　　　　　（φｒ　ａ　（ｎ）　”＋φ１Ｊ
ｎ）”）　ｈ・・・（６） としてｄθ／ｄｔ、すなわちインバータ出力の１次角周
波数ω、が求まり、 ここで、φ＋ａ、　　φ、は１サンプリング前の情報と
の差とサンプリングタイムｈとから、例えば、φ、４に
ついて現在の値をφ１−　（ｎ）とし、１サンプリング
前の値をφ＋ａ（ｎ−１）とすれば、から、無負荷回転
速度Ｎ１が得られる。

次に、電圧と周波数との比率を一定とした制御の下では
、２次抵抗ｒｚの温度による変化を無視すれば、すべり
回転速度Ｎｍと瞬時トルクＴとは定常的には比例するの
で、一定常数に３と演算した瞬時トルクＴとからすべり
回転速度Ｎｍは Ｎｍ＝に、×Ｔ として求められることは前述の通りである。

かくして、誘導電動機の実速度Ｎｍは Ｎｍ＝Ｎｍ−Ｎ。

として演算により算出することができ、例えば速度制御
系に適用した場合には、この演算により実速度Ｎｍをフ
ィードバックして速度センサ無しで速度制御系を構成す
ることができる。

（実施例） 以下、誘導電動機の速度制御系に本発明の速度検出方式
を適用した一実施例について説明する。

第１図は本発明の特徴を表した誘導電動機の速度制御ブ
ロック図であり、第２図と同一の符号は同一機能を有す
る部分を示し、第２図と異なる所は速度センサ８を除去
してブロック７１４〜７１６を追加したのみである。

ブロック７０５で演算された１次位束φ１ベクトルのｄ
、ｑ両軸成分φ１．およびφ、が、ブロック７０６、７
０７の両ブロックへ送られると共に、ブロック７１４へ
も送られる。

ブロック７１４には１サンプリング前の値を記憶するメ
モリを内蔵して、式（４）〜（７）により誘導電動機の
無負荷回転速度Ｎｉを算出し、ブロック７１６へ送る。

ブロック７０７で演算された瞬時トルクＴはブロック７
０９のみならずブロック７１５へも送られ、ブロック７
１５ではこの瞬時トルクＴと一定常数に、とを乗算して
すべり回転速度Ｎｍを算出し、ブロック７１６へ送る。

ブロック７１６ではブロック７１４よりの無負荷回転速
度Ｎ１からブロック７１５よりのすべり回転速度Ｎｍを
減算し、誘導電動機の実速度Ｎ１を算出してブロック７
１７へ送る。

ブロック７１７では第２図の場合と同様に速度指令Ｎ”
から誘導電動機の実速度Ｎ１を減算し、これをトルク指
令Ｔ”として制御回路７に与えることにより誘導電動機
の速度制御系を構成する。

以上、一実施例として本発明の誘導電動機の速度検出方
式を誘導電動機の速度制御に適用した場合について説明
したが、速度制御系以外でも誘導電動機の速度情報が必
要となる誘導電動機の制御系に対して適用することがで
きる。

（発明の効果） 従来は３相誘導電動機の各種の制御を行う場合に、誘導
電動機の実速度を検出するため、ＰＧやＴＧ等の高価な
速度センサを必要とし、且つその速度センサを誘導電動
機へ取り付けるための工数およびスペースを必要として
いたが、本発明の誘導電動機の速度検出方式によれば、
速度センサ無しで従来から空間ベクトル法で演算されて
いた情報を利用した簡単な演算のみで、誘導電動機の速
度が検出できる。

すなわち、本発明により高価な速度センサが不要の速度
制御方法等の誘導電動機の制御方法を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる誘導電動機の速度検出方式を通
用した空間ベクトルによる誘導電動機の速度制御系のブ
ロック図、 第２図は従来の空間ベクトルによる誘導電動機の速度制
御系のブロック図、 第３図は１次端子電圧ベクトルを示すベクトル図、 第４図は磁束状態を示すベクトル図、 第５図は磁束に関するヒステリシスコンパレータの状態
制御図、 第６図はトルクに関する３値ヒステリシスコンパレータ
の状態制御図である。 １・・・直流電圧源　　　　１ａ・・・正母線１ｂ・・
・負母線　　　　　　２・・・電圧検出器３・・・ＰＷ
Ｍインバータ　　４・・・電源スィッチ５ｕ＋　５ｖ、
　５ｗ・・・電流検出器６・・・３相誘導電動機　　７
・・・制御回路８・・・速度センサ 第３図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、３相誘導電動機の電圧および電流をそれぞれ空間ベ
   クトル値に換算して１次磁束ベクトルの瞬時値を演算す
   る手段と、前記１次磁束ベクトルと電流ベクトルとから
   トルクの瞬時値を演算する手段と、磁束指令値と前記１
   次磁束ベクトルの大きさとを比較する磁束比較手段と、
   トルク指令値と前記トルクの瞬時値とを比較するトルク
   比較手段と、前記１次磁束ベクトルの方向を判別する磁
   束ベクトル方向判別手段とを具え、これら磁束比較手段
   、トルク比較手段および磁束ベクトル方向判別手段の出
   力から判断して、可変電圧、可変周波数インバータの最
   適出力電圧を決定し誘導電動機の瞬時トルク、瞬時１次
   磁束を制御する方式において、前記１次磁束ベクトル成
   分の演算値よりインバータの出力周波数による誘導電動
   機の無負荷回転速度Ｎ＿１を、また前記トルクの瞬時値
   よりすべり回転速度Ｎ＿２を求め、該誘導電動機の実速
   度Ｎ＿ｍを Ｎ＿ｍ＝Ｎ＿１−Ｎ＿２ として演算することにより求めることを特徴とする速度
   センサを使用しない誘導電動機の速度検出方式。