JPH02254988A - 誘導電動機の速度センサレス速度推定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は瞬時空間ベクトル理論を適用した３相誘導電動
機の瞬時トルク、瞬時磁束制御方式において、誘導電動
機の速度センサを使用することなく演算することにより
速度を推定する、速度センサレス速度推定の一方式に関
するものである。

（従来の技術） 本発明にかかる誘導電動機の速度センサレス速度推定方
式によって推定した値は、誘導電動機の種々の制御のた
めに適用できるが、ここでは内容を分かり易（するため
に速度制御系に従来の速度センサを使用した場合につい
て詳述する。

従来、空間ベクトルによる誘導電動機の速度制御は、第
２図のブロック図に示すように、３相誘導電動機６に取
り付けられたＰＧあるいはＴＧなどの速度センサ８によ
り誘導電動機の実速度Ｎ、を検出し、速度指令Ｎ１との
偏差をトルク指令Ｔ８として制御回路７に与え、瞬時ト
ルク、瞬時磁束制御を行うことにより速度制御系を構成
していた。

第２図において破線で囲まれた瞬時トルク、瞬時磁束制
御方式の制御回路７の基本動作は、昭和６１年１月発行
の電気学会論文誌Ｂの１０６巻１号第９頁以下に記載さ
れた「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高
速トルク制御法」なる論文に記載されている。

その基本原理は、空間ベクトルで表された誘導電動機の
１次電流ｉ、および１次磁束φ、ベクトルのベクトル積
として瞬時発生トルクを演算し、これとトルク指令Ｔ“
との偏差および１次磁束φ１と磁束指令値φｔとの偏差
に応じて、予めテーブル化されているインバータのトル
ク応答を最適とするスイッチングパターンを選び、イン
バータの出力電圧を時々刻々更新して瞬時トルクおよび
磁束を瞬時制御するものである。

第２図は前述のごとき基本動作を行う誘導電動機の瞬時
トルク、磁束制御系のブロック図であり、直流電圧源１
より正母線１ａおよび貝母４％　ｌ　ｂを経て３相ＰＷ
Ｍインバータ３を介して３相誘導電動機６に給電する。

制御回路７は指令および検出された電流、電圧信号を処
理し、ＰＷＭインバータ３のスイッチング素子の通電信
号を発生する。４は電源スィッチである。

ＰＷＭインバータ３はトランジスタ等のオン、オフ可能
なスイッチング素子とダイオードとをそれぞれ逆並列接
続してなる６個のアームを３相グレツツ結線することに
より構成されるが、図のように３個の切換スイッチＳｕ
、　Ｓｖ、　Ｓ−として表すことができる。

ＰＷＭインバータ３の各出力端子から電流検出器５ｕ、
　５ｖ、　５−を経て３相誘導電動機６に給電すると共
に、直流側正負母線間に電圧検出器２が接続され、これ
ら検出器と後述するスイッチ状態変数とから各相電流お
よび各相電圧が検出できるようになっている。

３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれνＩ＋　１１とし、２次電流をｉｇとすると、電圧
方程式は ・・・■ ただし、記号Ｖｌ＋　ＩＩ＋　ｔｔは直軸、横軸すなわ
ちａ、ｑ２軸変換された量のベクトル表示であり、例え
ばＶ、はｄ軸成分をνＩｄ＋　　ｑ軸成分をｖｌ、とす
ると ｖ、＝ν１４　　＋　　ｊｖ＋ｑ ・・・■ で示され、１１＋　ｔｇも同様に定義される。なお、■
式左辺の０はｄ、ｑ両軸成分ともＯの場合を表し、かご
形回転子の場合２次電圧はこのようにＯとなる。

式■における定数は Ｒ３；１次巻線抵抗 り、；１次インダクタンス Ｒ２；２次巻線抵抗 Ｌｚｚｉ２次インダクタンス Ｍ；相互インダクタンス θ１は回転角速度、ｐは微分演算子、ｊは虚数記号を表
す。

一方、磁束の定義として、１次磁束φ、は４重　＝　Ｌ
　ｒ　＋　ｉ　ｒ　　＋　Ｍ　ｉ　！弐〇の第１行を展
開して ・・・■ Ｖ＋　”　　（Ｒ＋＋ｐＬ＋＋）　　Ｌ　＋ｐＭｉｚ弐
〇を代入し、整理すると ＶＩ　　Ｒ＋ｉ＋＝　Ｐφ１　　　　　　　　　　・・
・■両辺を積分すると ’；、−ｆ＜ご−Ｒ１書）ｄｔ　　　　・・・■すなわ
ち、電動機１次磁束は式■の積分演算により求められる
。

各切換スイッチＳｕ、　Ｓｖ、　Ｓｗは、正母線ｌａ側
に倒れる場合と負母線ｌｂ側に倒れる場合とがあり、中
間位置をとることはない、前者を状態１．後者を状態０
とするとインバータの出力状態は次に示すスイッチ状態
変数表ですべてを表すことができる。

スイッチ状態変数表 ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない、また、■、脣はｄ。

９２軸成分で表したスイッチ状態変数で、実際のｄ、　
　ｑ軸電圧Ｖｌｄ＋　Ｖｌｑは、これに直流電圧源１の
電圧ＶとＦフπとを乗じ と表せる。

このスイッチ状態変数表を図示したのが第３図であり、
Ｖ、の横の括弧内は切換スイッチＳｕ、　Ｓｖ。

Ｓｗの状態を順に示しており、ｋが増加するに従って時
計方向に６０°ずつステップする電圧ベクトルを表して
いる。なお、ｋ＝０およびに＝７は零ベクトルと呼ばれ
るもので、図では原点と一致する。

ｋ＝ｏおよびに＝７はそれぞれインバータの出力を決定
する切換スイッチＳｕ、　Ｓｖ、　Ｓｗがすべて正母＆
Ｉｌａ側に倒れるか、または負母線ｌｂ側に倒れるかの
違いはあるが、３相誘導電動機６の線間電圧はいずれも
零となり、ａ相短絡モードである。

瞬時トルクＴは式■の１次磁束φ、と１次電流ｉＩのベ
クトル積として式■により求められる。

Ｔ＝φ、×１．＝＝φ＋ｍＸｉ＋ｑ　　−φ＋ｑＸＬ４
　　・・・■ここで、φ１４．φ１．およびＬｄ＋　Ｉ
ＩＱはそれぞれ１次磁束φ、および１次電流１１をｄ、
ｑ２軸に分解したときの各成分である。

ブロック７０１および７０３ｂは切換スイッチ”ｕ＋　
Ｓｖ。

Ｓｗの状態と電圧検出器２で検出した直流電圧源ｌの電
圧■とから１次端子電圧ｖ１を算出するブロックであり
、スイッチ状態変数表と弐〇とから算出される。

ブロック７０２は電流検出器５ｕ、　５ｖ、　５ｈによ
り検出される３相電流ｉｕ、　ｉν、　ｉｗを、次式に
よりｄ。

９２軸成分に変換するブロックである。

・・・■ この１次電流ｉＩに、ブロック７０３ａにおいて１次巻
線抵抗Ｒ１を乗じ、ブロック７０４において１次端子電
圧ν１から１次巻線抵抗Ｒ３と１次電流１１の積を減算
する。

ブロック７０５は式■に従って磁束を積分演算するブロ
ックであり、１次磁束φ１のｄ、ｑ両軸成分φｌｄ＋　
　φ１Ｑが求められ、ブロック７０６にて磁束ベクトル
長φ、が次式により求められる。

φ１＝Ｊ「ΣＴ「Σ　　・・・■ 更に、ブロック７１０では第４図の磁束状態図に示すよ
うに、１次磁束φ、ベクトルのｄ軸を基準とする時計方
向の回転角θが、境角線として３０゜９０＠、　１５０
°、　２１０＠、　２７０＠、　３３０°の６０″毎に
仕切られるどの領域に属しているかによって、制御Ｉフ
ラグｆθを次のように発生する。

−３０’≦θ＜３０’ｉｆθ＝■ ３０＠≦θ＜　　９０’　　；ｆθ＝■９０″≦θ＜１
５０”；ｆθ＝■ １５０＠≦θ＜　２１０”　・ｆθ＝■２１０’≦θ＜
２７０＠、ｆθ＝Ｖ ２７０’≦θ＜３３０”ｉｆθ＝■ 第５図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ１が磁束指令値φｔに対し、誤差限界Δ
φを用いて φ−−Δφ／２くφ１くφど＋Δφ／２となるように制
御するための制御フラグｆφを発生する。すなわち、磁
束ベクトル長φ１が増加して上限であるφ−＋Δφ／２
に達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０を発生し
、また磁束ベクトル長φ１が減少して下限であるφ１−
Δφ／２に達すると増磁を指令する制御フラグｆφ＝１
を発生する。

かくして、磁束ベクトル長φ１は第５図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック７０６で式■により
算出された磁束ベクトル長φ１がブロック７０８におい
て磁束指令値φげから減算され、ブロック７１１におい
て第５図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝１．Ｏを
発生する。

第５図に示した磁束のリミットサイクルは、第４図に関
していえば、１次磁束φ、のベクトルの頭部が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する。

第５図による制御フラグｆφと第４図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝１．ｆθ＝
■の制御フラグが立っているとすると、領域が一３０＠
≦θ＜３０°における増磁モードを意味するから、１次
磁束φ１ベクトルに積分されるべき１次電圧１ベクトル
は、円の外向き成分を持ったものの中から選ばれる。

ブロック７０７はブロック７０２．７０５の両出力のベ
クトル積を式■により演算し、瞬時トルクＴを算出する
ブロックであり、ブロック７０９においてトルク指令Ｔ
″から瞬時トルクＴを減算し、トルク指令Ｔ１と弐〇に
より求められた瞬時トルクＴとの差が所定の誤差限界以
内に押えられるように、ブロック７１２において第６図
の状態制御部に従って制御フラグｆτを発生する。

第６図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図で
、電動機力行時はトルク偏差Ｔ′″−Ｔが上限値ΔＴｌ
　（ΔＴ、＞Ｏ）に達すると、加速モードの制御フラグ
ｆτ＝１を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が
下限値−ΔＴｔ　（ΔＴ！＞Ｏ）に達すると、零ベクト
ルモードの制御フラグｆτ＝Ｏを発生し、トルクが漸減
して再び偏差が増加し上限値ΔＴ１に達すると加速モー
ドに移り、第６図の上半部のヒステリシスループを矢印
方向に周回するリミットサイクルを描く。

次に、電動機が回生制動を行っている時は第６図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値−ΔＴｌ　（ΔＴ＋＞Ｏ）に達すると漸減
モードの制御フラグｆτ＝−１を発生する。以下、カ行
時と同様に矢印方向のリミットサイクルを繰り返えす、
かくして、ブロック７１２は制御フラグｆτ−１，０，
−１を出力する。

ブロック７１３はブロック７１０．７１１．７１２から
出力される３個の制御フラグｆθ、ｆφ、ｆτの各組み
合わせに最も適したインバータ出力電圧を決定するブロ
ックであり、次に示すスイッチングテーブルによって、
第４図で説明した１次磁束φ、のベクトル長と回転方向
をこれら３個の制御フラグｆθ、ｆφ、ｆτが制御する
。

スイッチングテーブル このスイッチングテーブルは、３個の制榊フラグｆθ、
ｆφ、ｆτのすべての組み合わせについて出力電圧ベク
トルの番号にの値を示したもので、倍演算サイクルごと
にブロック７１３においてこのスイッチングテーブルを
参照することにより、インバータ３ヘスイツチング信号
を送り、磁束およびトルクの制御が行われる。

インバータ周波数は第４図の１次磁束φ、ベクトルの回
転速度と考えることができるが、これは外部から与えら
れるものではなく、弐〇による電圧ベクトルの積算結果
として生じるものである。

以上に説明したように、瞬時トルク、瞬時磁束制御系が
破線で囲んだ制御回路７で構成され、速度指令Ｎ＊と３
相誘導電動機６に取り付けられたＰＧあるいはＴＧなど
の速度センサ８により得た誘導電動機の実速度Ｎ、との
偏差をブロック７１７にて演算し、これをトルク指令Ｔ
＊とじて制御回路７に与えて誘導電動機の速度制御系が
構成されていた。

（発明が解決しようとする課題） 以上説明したように、空間ベクトル法に基づいて四−イ
ンバータによる３相誘導電動機の瞬時トルク、瞬時磁束
制御が行われるが、従来のＰＷＭインバータによる誘導
電動機の速度制御においては、電圧と周波数との比率を
一定とし、すなわち磁束指令値φ“を一定として与え、
速度指令Ｎ”と３相誘導電動機に外付けされた例えばＰ
ＧまたはＴＧなどの速度センサによって得られる誘導電
動機の実速度Ｎ、との偏差をトルク指令Ｔ′″として与
えて制御されていた。

このような制御では速度センサが不可欠なものであり、
誘導電動機の軸端にＰＧまたはＴＧなどを取り付けるか
、または速度センサ行の誘導電動機を用意しなければな
らなかった。すなわち、誘導電動機の速度検出のために
高価な速度センサを具備しなければこの速度制御は不可
能であり、コスト面で極めて不利である。また、速度セ
ンサの取り付けのための機構およびスペースの面から電
動機の軸方向寸法が太き（なる不具合があった。速度セ
ンナ内蔵の誘導電動機を使用しても同様にコスト高とな
り、また速度センサ無しのものとの互換性がない場合も
あった。更に、ＰＧやＴＧなどの速度センサの信号に対
してノイズ対策など配線についての配慮が要求され、ま
たこの速度センサの断線時のオーバーラン対策を要する
など、速度センサを具備することによる問題点が多数残
されていた。

（課題を解決するための手段） ３相誘導電動機の速度制御の手段として誘導電動機の速
度を推定するために、従来は速度センサが不可欠のもの
であったが、速度センサはそれが高価なことや取付スペ
ースなどの制約から、速度センサ無しで、すなわち速度
センサレスの速度制御を行うことが種々提案されている
。

空間ベクトル法に基づく瞬時トルク、瞬時磁束制御を基
本とした速度制御を行う際には、演算１次磁束ペルトル
の両軸成分φ４．φ１Ｑが算出され、１次電流ベクトル
の両軸成分ｉ□＋ｔｌｑも算出されているが、これらの
値から２次鎖交磁束φ富ベクトルが算出できることに着
目して本発明がなされた。

すなわち、本発明による誘導電動機の速度センサレス速
度推定方式は、前記１次磁束ベクトルと前記１次電流ベ
クトルとから２次鎖交磁束ベクトルを演算し、この２次
鎖交磁束ベクトルの演算値から誘導電動機の２次角周波
数ω２を演算し、又トルクの演算値と前記２次鎖交磁束
ベクトルと更に２次巻線抵抗とを用いてすべり角周波数
ω３を演算して、誘導電動機の回転子角周波数ω１をω
―＝ω寡−ω３　　　　　　　　・・・［相］として演
算することにより求めることを特徴とする。

尚、２次角周波数ω２は２次鎖交磁束φ２ベクトルの角
速度であり、すべり角周波数ω３は負荷トルクに比例す
る。又、誘導電動機の毎分回転速度Ｎ、は、 Ｎ　、　−（１２０／ｐ）　Ｘ　（ωｍ／２π）　　　
・・・■で求められる。

ここに、ｐは誘導電動機の極数であり、回転子角周波数
ω１，２次角周波数ω２及びすべり角周波数ω１はいず
れもｒａｄ／ｓｅｃで与えられる。

（作　用） トルとから２次鎖交磁束φｇベクトルを演算し、この２
次鎖交磁束φ２ベクトルの演算値から誘導電動機の２次
角周波数ω８を演算し、又トルクの演算値Ｔと前記２次
鎖交磁束φ８ベクトルと更に２次巻線抵抗Ｒ，とを用い
てすべり角周波数ωｍが演算できることを詳細に説明す
る。

先に従来技術の説明において１次磁束φ１の定義式■ φ＋　　＝　Ｌ　＋　＋　ｉ　＋　　十旧よ・・・■ を示したが、同様に２次鎖交磁束φ２についてもφＺ　
　＝　　Ｍｉ＋＋Ｌｚｚｉｚ の定義式が成立する。

・・・＠ これらの２式、弐〇及び弐〇から２次電流１８を消去す
ると、 式■によると、２次鎖交磁束φ２は空間ベクトル理論を
応用した誘導電動機の瞬時トルク、瞬時磁束制御では常
に算出している１次磁束ベクトルφ１＝φ１４＋ｊφＩ
ｑ％及び１次電流ｉ　１　＝　ｉ　＋　ａ　＋　ｊ　ｆ
　ｌｑの２つの値により求めることができる。

２次鎖交磁束φ２＝φ□＋ｊφｔｑの回転角速度である
２次角周波数ω２は、２次鎖交磁束φ２ベクトルのｄ軸
となる角θ２が であるから、これを時間で微分することにより、式■に
よって求めることができる。

一方、すべり角周波数ωｍはトルク演算値下と２次鎖交
磁束φ２及び２次巻線抵抗Ｒ１から、で与えられるので
、回転子角周波数ωｍは・・・■ によって演算することができる。

すなわち、この算出された回転子角周波数ω。

を式■に代入することによって、誘導電動機の毎分回転
速度Ｎ、を速度センサを用いることなく推定できる。

尚、本明細書では本発明の内容の理解を容易とするため
に、本発明の誘導電動機の速度センサレス速度推定方式
を速度制御のために適用した場合について詳述するが、
例えば巻取機のセンタードライブ方式のような間接張力
制御などで、速度情報が必要な他の制御方式に対しても
この速度推定方式が適用できる。

（実施例） 以下、誘導電動機の速度制御系に本発明の速度推定方式
を適用した一実施例について説明する。

第１図は本発明の特徴を表した誘導電動機の速度制御ブ
ロック図であり、第２図と同一の符号は同一機能を有す
る部分を示し、第２図と異なる所は速度センサ８を除去
してブロック７１４〜７１６を追加したのみである。

ブロック７０５で演算された１次磁束φ１ベクトルのｄ
、ｑ両軸成分φ、およびφ１９が、ブロック７０６、７
０７及び７１０の各ブロックへ送られると共に、ブロッ
ク７１４へも送られる。

ブロック７１４は１次磁束φ１の他に１次電流ｉ。

も取り込み、弐〇に従って２次鎖交磁束φ２の演算を行
うブロックであり、算出された２次鎖交磁束φ３はブロ
ック７１５へ送られる。

ブロック７１５には、２次鎖交磁束φ２から弐〇に従っ
て２次角周波数ω鴛を算出する部分と、２次鎖交磁束φ
２．２次巻線抵抗Ｒ１及びブロック７０７から送られる
瞬時トルクＴとから式［相］に従ってすべり角周波数ω
ｍを演算する部分、及びそれら演算された２次角周波数
ω２とすべり角周波数ω。

との差を演算し回転子角周波数ωｍを算出する部分とが
ある。この回転子角周波数ωｍの演算は直接式〇によっ
てもよい。

ここで、式■又は弐〇のφ２４．φ、は１サンプリング
前のφｔｄ、φ２Ｑの情報との差とサンプリングタイム
ｈとから、例えば、φ２□については現在の値をφ−ｄ
（ｎ）　とし、１サンプリング前の値をφｚａ（ｎ−１
）とすれば、 として得られ、同様にして φ＝、（ｎ）−φｔＱ（ｎ−１） φ２Ｑ−・・・［相］ が得られる。

かくしてブロック７１５で得られた回転子角周波数ωｍ
がブロック７１６へ送られ、ブロック７１６では式■に
従って誘導電動機の毎分回転速度Ｎ、を算出し、第２図
の従来例では速度センサ８から送られた速度情報に代え
てブロック７１７へ送る。

ブロック７１７では第２図の場合と同様に速度指令Ｎ１
から誘導電動機の速度Ｎ、を減算し、これをトルク指令
Ｔ“とじて制御回路７に与えることにより誘導電動機の
速度制御系を構成する。

以上、一実施例として本発明の誘導電動機の速度推定方
式を誘導電動機の速度制御に適用した場合について説明
したが、速度制御系以外でも誘導電動機の速度情報が必
要となる誘導電動機の制御系に対して適用することがで
きる。

（発明の効果） 従来は３相誘導電動機の各種の制御を行う場合に、誘導
電動機の実速度を検出するため、ＰＧやＴＧ等の高価な
速度センサを必要とし、且つその速度センサを誘導電動
機へ取り付けるための工数およびスペースを必要として
いたが、本発明の誘導電動機の速度推定方式によれば、
速度センサ無しで従来から空間ベクトル法で演算されて
いた情報を利用した簡単な演算のみで、誘導電動機の速
度が検出できる。

すなわち、本発明により高価な速度センサが不要の速度
制御方法等の誘導電動機の制御方法を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる誘導電動機の速度検出方式を適
用した空間ベクトルによる誘導電動機の速度制御系のブ
ロック図、 第２図は従来の空間ベクトルによる誘導電動機の速度制
御系のブロック図、 第３図は１次端子電圧ベクトルを示すベクトル図、 第４図は磁束状態を示すベクトル図、 第５図は磁束に関するヒステリシスコンパレータの状態
制御図、 第６図はトルクに関する３値ヒステリシスコンパレータ
の状態制御図である。 １・・・直流電圧源　　　　１ａ・・・正母線ｌｂ・・
・負母線　　　　　　２・・・電圧検出器３・・・ＰＷ
Ｍインバータ　　４・・・電源スイッチ５ｕ、　５ｖ、
　５御・・・電流検出器６・・・３相誘導電動機　　７
・・・制御回路８・・・速度センサ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、３相誘導電動機の電圧および電流をそれぞれ空間ベ
   クトル値に換算して１次磁束ベクトルの瞬時値を演算す
   る手段と、前記１次磁束ベクトルと電流ベクトルとから
   トルクの瞬時値を演算する手段と、磁束指令値と前記１
   次磁束ベクトルの大きさとを比較する磁束比較手段と、
   トルク指令値と前記トルクの瞬時値とを比較するトルク
   比較手段と、前記１次磁束ベクトルの方向を判別する磁
   束ベクトル方向判別手段とを具え、これら磁束比較手段
   、トルク比較手段および磁束ベクトル方向判別手段の出
   力から判断して、可変電圧、可変周波数インバータの最
   適出力電圧を決定し誘導電動機の瞬時トルク、瞬時１次
   磁束を制御する方式において、 前記１次磁束ベクトルと前記１次電流ベク トルとから２次鎖交磁束ベクトルを演算し、この２次鎖
   交磁束ベクトルの演算値から誘導電動機の２次角周波数
   ω＿２を演算し、又前記トルクの演算値と前記２次鎖交
   磁束ベクトルと更に２次巻線抵抗とを用いてすべり角周
   波数ω＿３を演算して、誘導電動機の回転子角周波数ω
   ＿ｍを ω＿ｍ＝ω＿２−ω＿３ として演算することにより求めることを特徴とする誘導
   電動機の速度センサレス速度推定方式。