JPH0783634B2 - 誘導電動機の速度センサレス速度推定方法 - Google Patents
誘導電動機の速度センサレス速度推定方法Info
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- JPH0783634B2 JPH0783634B2 JP1074094A JP7409489A JPH0783634B2 JP H0783634 B2 JPH0783634 B2 JP H0783634B2 JP 1074094 A JP1074094 A JP 1074094A JP 7409489 A JP7409489 A JP 7409489A JP H0783634 B2 JPH0783634 B2 JP H0783634B2
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- induction motor
- vector
- speed
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は瞬時空間ベクトル理論を適用した３相誘導電動
機の瞬時トルク，瞬時磁束制御方法において、誘導電動
機の速度センサを使用することなく演算することにより
速度を推定する、速度センサレス速度推定の一方法に関
するものである。
機の瞬時トルク，瞬時磁束制御方法において、誘導電動
機の速度センサを使用することなく演算することにより
速度を推定する、速度センサレス速度推定の一方法に関
するものである。
（従来の技術） 本発明にかかる誘導電動機の速度センサレス速度推定方
法によって推定した値は、誘導電動機の種々の制御のた
めに適用できるが、ここでは内容を分かり易くするため
に速度制御系に従来の速度センサを使用した場合につい
て詳述する。
法によって推定した値は、誘導電動機の種々の制御のた
めに適用できるが、ここでは内容を分かり易くするため
に速度制御系に従来の速度センサを使用した場合につい
て詳述する。
従来、空間ベクトルによる誘導電動機の速度制御は、第
２図のブロック図に示すように、３相誘導電動機６に取
り付けられたPGあるいはTGなどの速度センサ８により誘
導電動機の実速度Nmを検出し、速度指令N*との偏差をト
ルク指令T*として制御回路７に与え、瞬時トルク，瞬時
磁束制御を行うことにより速度制御系を構成していた。
２図のブロック図に示すように、３相誘導電動機６に取
り付けられたPGあるいはTGなどの速度センサ８により誘
導電動機の実速度Nmを検出し、速度指令N*との偏差をト
ルク指令T*として制御回路７に与え、瞬時トルク，瞬時
磁束制御を行うことにより速度制御系を構成していた。
第２図において破線で囲まれた瞬時トルク，瞬時磁束制
御方式の制御回路７の基本動作は、昭和61年１月発行の
電気学会論文誌Ｂの106巻１号第９頁以下に記載された
「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速ト
ルク制御法」なる論文に記載されている。
御方式の制御回路７の基本動作は、昭和61年１月発行の
電気学会論文誌Ｂの106巻１号第９頁以下に記載された
「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速ト
ルク制御法」なる論文に記載されている。
その基本原理は、空間ベクトルで表された誘導電動機の
１次電流▲▼および１次磁束▲１ベクトルのベク
トル積として瞬時発生トルクを演算し、これとトルク指
令T*との偏差および１次磁束φ１と磁束指令置φ１ ＊と
の偏差に応じて、予めテーブル化されているインバータ
のトルク応答を最適とするスイッチングパターンを選
び、インバータの出力電圧を時々刻々更新して瞬時トル
クおよび磁束を瞬時制御するものである。
１次電流▲▼および１次磁束▲１ベクトルのベク
トル積として瞬時発生トルクを演算し、これとトルク指
令T*との偏差および１次磁束φ１と磁束指令置φ１ ＊と
の偏差に応じて、予めテーブル化されているインバータ
のトルク応答を最適とするスイッチングパターンを選
び、インバータの出力電圧を時々刻々更新して瞬時トル
クおよび磁束を瞬時制御するものである。
第２図は前述のごとき基本動作を行う誘導電動機の瞬時
トルク，磁束制御系のブロック図であり、直流電圧源１
より正母線1aおよび負母線1bを経て３相PWMインバータ
３を介して３相誘導電動機６に給電する。制御回路７は
指令および検出された電流，電圧信号を処理し、PWMイ
ンバータ３のスイッチング素子の通電信号を発生する。
４は電源スイッチである。
トルク，磁束制御系のブロック図であり、直流電圧源１
より正母線1aおよび負母線1bを経て３相PWMインバータ
３を介して３相誘導電動機６に給電する。制御回路７は
指令および検出された電流，電圧信号を処理し、PWMイ
ンバータ３のスイッチング素子の通電信号を発生する。
４は電源スイッチである。
PWMインバータ３はトランジスタ等のオン，オフ可能な
スイッチング素子とダイオードとをそれぞれ逆並列接続
してなる６個のアームを３相グレッツ結線することによ
り構成されるが、図のように３個の切換スイッチSu,Sv,
Swとして表すことができる。
スイッチング素子とダイオードとをそれぞれ逆並列接続
してなる６個のアームを３相グレッツ結線することによ
り構成されるが、図のように３個の切換スイッチSu,Sv,
Swとして表すことができる。
PWMインバータ３の各出力端子から電流検出器5u,5v,5w
を経て３相誘導電動機６に給電すると共に、直流側正負
母線間に電圧検出器２が接続され、これら検出器と後述
するスイッチ状態変数とから各相電流および各相電圧が
検出できるようになっている。
を経て３相誘導電動機６に給電すると共に、直流側正負
母線間に電圧検出器２が接続され、これら検出器と後述
するスイッチ状態変数とから各相電流および各相電圧が
検出できるようになっている。
３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれ▲▼，▲▼とし、２次電流を▲▼とす
ると、電圧方程式は、 ただし、記号▲▼，▲▼，▲▼は直軸，横
軸すなわちd,q2軸変換された量のベクトル表示であり、
例えば▲▼はｄ軸成分をv1d,q軸成分をv1qとすると で示され、▲▼，▲▼も同様に定義される。な
お、式左辺のはd,q両軸成分とも０の場合を表し、
かご形回転子の場合２次電圧はこのようにとなる。
ぞれ▲▼，▲▼とし、２次電流を▲▼とす
ると、電圧方程式は、 ただし、記号▲▼，▲▼，▲▼は直軸，横
軸すなわちd,q2軸変換された量のベクトル表示であり、
例えば▲▼はｄ軸成分をv1d,q軸成分をv1qとすると で示され、▲▼，▲▼も同様に定義される。な
お、式左辺のはd,q両軸成分とも０の場合を表し、
かご形回転子の場合２次電圧はこのようにとなる。
式における定数は R1;1次巻線抵抗 L11;1次インダクタンス R2;2次巻線抵抗 L22;2次インダクタンス M;相互インダクタンスｍ は回転角速度,pは微分演算子,jは虚数記号を表す。
一方、磁束の定義として、１次磁束φ１は 式の第１行を展開して 式を代入し、整理すると 両辺を積分すると すなわち、電動機１次磁束は式の積分演算により求め
られる。
られる。
各切換スイッチSu,Sv,Swは、正母線1a側に倒れる場合と
負母線1b側に倒れる場合とがあり、中間位置をとること
はない。前者を状態1,後者を状態０とするとインバータ
の出力状態は次に示すスイッチ状態変数表ですべてを表
すことができる。
負母線1b側に倒れる場合とがあり、中間位置をとること
はない。前者を状態1,後者を状態０とするとインバータ
の出力状態は次に示すスイッチ状態変数表ですべてを表
すことができる。
ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない。また、▲▼，▲▼はd,q2軸
成分で表したスイッチ状態変数で、実際のd,q軸電圧
vid，viqは、これに直流電圧源１の電圧Ｖと とを乗じ と表せる。
りしか存在しない。また、▲▼，▲▼はd,q2軸
成分で表したスイッチ状態変数で、実際のd,q軸電圧
vid，viqは、これに直流電圧源１の電圧Ｖと とを乗じ と表せる。
このスイッチ状態変数表を図示したのが第３図であり、
v1の横の括弧内は切換スイッチSu,Sv,Swの状態を順に示
しており、ｋが増加するに従って時計方向に60°ずつス
テップする電圧ベクトルを表している。なお、ｋ＝０お
よびｋ＝７は零ベクトルと呼ばれるもので、図では原点
と一致する。ｋ＝０およびｋ＝７はそれぞれインバータ
の出力を決定する切換スイッチSu,Sv,Swがすべて正母線
1a側に倒れるか、または負母線1b側に倒れるかの違いは
あるが、３相誘導電動機６の線間電圧はいずれも零とな
り、３相短絡モードである。
v1の横の括弧内は切換スイッチSu,Sv,Swの状態を順に示
しており、ｋが増加するに従って時計方向に60°ずつス
テップする電圧ベクトルを表している。なお、ｋ＝０お
よびｋ＝７は零ベクトルと呼ばれるもので、図では原点
と一致する。ｋ＝０およびｋ＝７はそれぞれインバータ
の出力を決定する切換スイッチSu,Sv,Swがすべて正母線
1a側に倒れるか、または負母線1b側に倒れるかの違いは
あるが、３相誘導電動機６の線間電圧はいずれも零とな
り、３相短絡モードである。
瞬時トルクＴは式の１次磁束１と１次電流▲▼
のベクトル積として式により求められる。
のベクトル積として式により求められる。
ここで、φ1d，φ1qおよびi1d，i1qはそれぞれ１次磁束
１および１次電流▲▼をd,q2軸に分解したときの
各成分である。
１および１次電流▲▼をd,q2軸に分解したときの
各成分である。
ブロック701および703bは切換スイッチSu,Sv,Swの状態
と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｖとから
１次端子電圧▲▼を算出するブロックであり、スイ
ッチ状態変数表と式とから算出される。
と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｖとから
１次端子電圧▲▼を算出するブロックであり、スイ
ッチ状態変数表と式とから算出される。
ブロック702は電流検出器5u,5v,5wにより検出される３
相電流iu,iv,iwを、次式によりd,q2軸成分に変換するブ
ロックである。
相電流iu,iv,iwを、次式によりd,q2軸成分に変換するブ
ロックである。
この１次電流▲▼に、ブロック703aにおいて１次巻
線抵抗R1を乗じ、ブロック704において１次端子電圧▲
▼から１次巻線抵抗R1と１次電流▲▼の積を減
算する。
線抵抗R1を乗じ、ブロック704において１次端子電圧▲
▼から１次巻線抵抗R1と１次電流▲▼の積を減
算する。
ブロック705は式に従って磁束を積分演算するブロッ
クであり、１次磁束▲１のd,q両軸成分φ1d，φ1qが
求められ、ブロック706にて磁束ベクトル長φ１が次式
により求められる。
クであり、１次磁束▲１のd,q両軸成分φ1d，φ1qが
求められ、ブロック706にて磁束ベクトル長φ１が次式
により求められる。
更に、ブロック710では第４図の磁束状態図に示すよう
に、１次磁束▲１ベクトルのｄ軸を基準とする時計方
向の回転角θが、境角線として30°,90°,150°,210°,
270°,330°の60°毎に仕切られるどの領域に属してい
るかによって、制御フラグｆθを次のように発生する。
に、１次磁束▲１ベクトルのｄ軸を基準とする時計方
向の回転角θが、境角線として30°,90°,150°,210°,
270°,330°の60°毎に仕切られるどの領域に属してい
るかによって、制御フラグｆθを次のように発生する。
−30°≦θ＜30°;fθ＝Ｉ 30°≦θ＜90°;fθ＝II 90°≦θ＜150°;fθ＝III 150°≦θ＜210°;fθ＝IV 210°≦θ＜270°;fθ＝Ｖ 270°≦θ＜330°;fθ＝VI 第５図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ１が磁束指令置φ１ ＊に対し、誤差限界
△φを用いて φ１ ＊−△φ/2＜φ１＜φ１ ＊＋△φ/2 となるように制御するための制御フラグｆφを発生す
る。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加して上限であ
るφ１ ＊＋△φ/2に達すると減磁を指令する制御フラグ
ｆφ＝０を発生し、また、磁束ベクトル長φ１が減少し
て下限であるφ１ ＊−△φ/2に達すると増磁を指令する
制御フラグｆφ＝１を発生する。
束ベクトル長φ１が磁束指令置φ１ ＊に対し、誤差限界
△φを用いて φ１ ＊−△φ/2＜φ１＜φ１ ＊＋△φ/2 となるように制御するための制御フラグｆφを発生す
る。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加して上限であ
るφ１ ＊＋△φ/2に達すると減磁を指令する制御フラグ
ｆφ＝０を発生し、また、磁束ベクトル長φ１が減少し
て下限であるφ１ ＊−△φ/2に達すると増磁を指令する
制御フラグｆφ＝１を発生する。
かくして、磁束ベクトル長φ１は第５図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック706で式により算
出された磁束ベクトル長φ１がブロック708において磁
束指令置φ１ ＊から減算され、ブロック711において第
５図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝1,0を発生す
る。
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック706で式により算
出された磁束ベクトル長φ１がブロック708において磁
束指令置φ１ ＊から減算され、ブロック711において第
５図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝1,0を発生す
る。
第５図に示した磁束のリミットサイクルは、第４図に関
していえば、１次磁束１のベクトルの頭部が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する。
していえば、１次磁束１のベクトルの頭部が常に図示
された円環部分に存在するように制御されていることに
対応する。
第５図による制御フラグｆφと第４図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝1,fθ＝Ｉ
の制御フラグが立っているとすると、領域が−30°≦θ
＜30°における増磁モードを意味するから、１次磁束▲
▼ベクトルに積分されるべき１次電圧▲▼ベク
トルは、円の外向き成分を持ったものの中から選ばれ
る。
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝1,fθ＝Ｉ
の制御フラグが立っているとすると、領域が−30°≦θ
＜30°における増磁モードを意味するから、１次磁束▲
▼ベクトルに積分されるべき１次電圧▲▼ベク
トルは、円の外向き成分を持ったものの中から選ばれ
る。
ブロック707はブロック702,705の両出力のベクトル積を
式により演算し、瞬時トルクＴを算出するブロックで
あり、ブロック709においてトルク指令T*から瞬時トル
クＴを減算し、トルク指令T*と式により求められた瞬
時トルクＴとの差が所定の誤差限界以内に押えられるよ
うに、ブロック712において第６図の状態制御部に従っ
て制御フラグｆτを発生する。
式により演算し、瞬時トルクＴを算出するブロックで
あり、ブロック709においてトルク指令T*から瞬時トル
クＴを減算し、トルク指令T*と式により求められた瞬
時トルクＴとの差が所定の誤差限界以内に押えられるよ
うに、ブロック712において第６図の状態制御部に従っ
て制御フラグｆτを発生する。
第６図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図
で、電動機力行時はトルク偏差T*−Ｔが上限値△T1（△
T1＞０）に達すると、加速モードの制御フラグｆτ＝１
を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下限値−
△T2（△T2＞０）に達すると、零ベクトルモードの制御
フラグｆτ＝０を発生し、トルクが漸減して再び偏差が
増加し上限値△T1に達すると加速モードに移り、第６図
の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回するリ
ミットサイクルを描く。
で、電動機力行時はトルク偏差T*−Ｔが上限値△T1（△
T1＞０）に達すると、加速モードの制御フラグｆτ＝１
を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下限値−
△T2（△T2＞０）に達すると、零ベクトルモードの制御
フラグｆτ＝０を発生し、トルクが漸減して再び偏差が
増加し上限値△T1に達すると加速モードに移り、第６図
の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回するリ
ミットサイクルを描く。
次に、電動機が回生制動を行っている時は第６図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値−△T1（△T1＞０）に達すると漸減モード
の制御フラグｆτ＝−１を発生する。以下、力行時と同
様に矢印方向のリミットサイクルを繰り返えす。かくし
て、ブロック712は制御フラグｆτ＝1,0,−１を出力す
る。
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値−△T1（△T1＞０）に達すると漸減モード
の制御フラグｆτ＝−１を発生する。以下、力行時と同
様に矢印方向のリミットサイクルを繰り返えす。かくし
て、ブロック712は制御フラグｆτ＝1,0,−１を出力す
る。
ブロック713はブロック710,711,712から出力される３個
の制御フラグｆθ,fφ,fτの各組み合わせに最も適した
インバータ出力電圧を決定するブロックであり、次に示
すスイッチングテーブルによって、第４図で説明した１
次磁束１のベクトル長と回転方向をこれら３個の制御
フラグｆθ,fφ,fτが制御する。
の制御フラグｆθ,fφ,fτの各組み合わせに最も適した
インバータ出力電圧を決定するブロックであり、次に示
すスイッチングテーブルによって、第４図で説明した１
次磁束１のベクトル長と回転方向をこれら３個の制御
フラグｆθ,fφ,fτが制御する。
このスイッチイングテーブルは、３個の制御フラグｆ
θ,fφ,fτのすべての組み合わせについて出力電圧ベク
トルの番号ｋの値を示したもので、毎演算サイクルごと
にブロック713においてこのスイッチングテーブルを参
照することにより、インバータ３へスイッチング信号を
送り、磁束およびトルクの制御が行われる。
θ,fφ,fτのすべての組み合わせについて出力電圧ベク
トルの番号ｋの値を示したもので、毎演算サイクルごと
にブロック713においてこのスイッチングテーブルを参
照することにより、インバータ３へスイッチング信号を
送り、磁束およびトルクの制御が行われる。
インバータ周波数は第４図の１次磁束１ベクトルの回
転速度と考えることができるが、これは外部から与えら
れるものではなく、式による電圧ベクトルの積算結果
として生じるものである。
転速度と考えることができるが、これは外部から与えら
れるものではなく、式による電圧ベクトルの積算結果
として生じるものである。
以上に説明したように、瞬時トルク，瞬時磁束制御系が
破線で囲んだ制御回路７で構成され、速度指令N*と３相
誘導電動機６に取り付けられたPGあるいはTGなどの速度
センサ８により得た誘導電動機の実速度Nmとの偏差をブ
ロック717にて演算し、これをトルク指令T*として制御
回路７に与えて誘導電動機の速度制御系が構成されてい
た。
破線で囲んだ制御回路７で構成され、速度指令N*と３相
誘導電動機６に取り付けられたPGあるいはTGなどの速度
センサ８により得た誘導電動機の実速度Nmとの偏差をブ
ロック717にて演算し、これをトルク指令T*として制御
回路７に与えて誘導電動機の速度制御系が構成されてい
た。
（発明が解決しようとする課題） 以上説明したように、空間ベクトル法に基づいてPWMイ
ンバータによる３相誘導電動機の瞬時トルク，瞬時磁束
制御が行われるが、従来のPWMインバータによる誘導電
動機の速度制御においては、電圧と周波数との比率を一
定とし、すなわち磁束指令値φ＊を一定として与え、速
度指令N*と３相誘導電動機に外付けされた例えばPGまた
はTGなどの速度センサによって得られる誘導電動機の実
速度Nmとの偏差をトルク指令T*として与えて制御されて
いた。
ンバータによる３相誘導電動機の瞬時トルク，瞬時磁束
制御が行われるが、従来のPWMインバータによる誘導電
動機の速度制御においては、電圧と周波数との比率を一
定とし、すなわち磁束指令値φ＊を一定として与え、速
度指令N*と３相誘導電動機に外付けされた例えばPGまた
はTGなどの速度センサによって得られる誘導電動機の実
速度Nmとの偏差をトルク指令T*として与えて制御されて
いた。
このような制御では速度センサが不可欠なものであり、
誘導電動機の軸端にPGまたはTGなどを取り付けるか、ま
たは速度センサ付の誘導電動機を用意しなければならな
かった。すなわち、誘導電動機の速度検出のために高価
な速度センサを具備しなければこの速度制御は不可能で
あり、コスト面で極めて不利である。また、速度センサ
の取り付けのための機構およびスペースの面から電動機
の軸方向寸法が大きくなる不具合があった。速度センサ
内蔵の誘導電動機を使用しても同様にコスト高となり、
また速度センサ無しのものとの互換性がない場合もあっ
た。更に、PGやTGなどの速度センサの信号に対してノイ
ズ対策など配線についての配慮が要求され、またこの速
度センサの断線時のオーバーラン対策を要するなど、速
度センサを具備することによる問題点が多数残されてい
た。
誘導電動機の軸端にPGまたはTGなどを取り付けるか、ま
たは速度センサ付の誘導電動機を用意しなければならな
かった。すなわち、誘導電動機の速度検出のために高価
な速度センサを具備しなければこの速度制御は不可能で
あり、コスト面で極めて不利である。また、速度センサ
の取り付けのための機構およびスペースの面から電動機
の軸方向寸法が大きくなる不具合があった。速度センサ
内蔵の誘導電動機を使用しても同様にコスト高となり、
また速度センサ無しのものとの互換性がない場合もあっ
た。更に、PGやTGなどの速度センサの信号に対してノイ
ズ対策など配線についての配慮が要求され、またこの速
度センサの断線時のオーバーラン対策を要するなど、速
度センサを具備することによる問題点が多数残されてい
た。
（課題を解決するための手段） ３相誘導電動機の速度制御の手段として誘導電動機の速
度を推定するために、従来は速度センサが不可欠のもの
であったが、速度センサはそれが高価なことや取付スペ
ースなどの制約から、速度センサ無しで、すなわち速度
センサレスの速度制御を行うことが種々提案されてい
る。
度を推定するために、従来は速度センサが不可欠のもの
であったが、速度センサはそれが高価なことや取付スペ
ースなどの制約から、速度センサ無しで、すなわち速度
センサレスの速度制御を行うことが種々提案されてい
る。
空間ベクトル法に基づく瞬時トルク，瞬時磁束制御を基
本とした速度制御を行う際には、演算１次磁束ベクトル
の両軸成分φ1d，φ1qが算出され、１次電流ベクトルの
両軸成分i1d，i1qも算出されているが、これらの値から
２次鎖交磁束２ベクトルが算出できることに着目して
本発明がなされた。
本とした速度制御を行う際には、演算１次磁束ベクトル
の両軸成分φ1d，φ1qが算出され、１次電流ベクトルの
両軸成分i1d，i1qも算出されているが、これらの値から
２次鎖交磁束２ベクトルが算出できることに着目して
本発明がなされた。
すなわち、本発明による誘導電動機の速度センサレス速
度推定方法は、前記１次磁束ベクトルと前記１次電流ベ
クトルとから２次鎖交磁束ベクトルを演算し、この２次
鎖交磁束ベクトルの演算値から誘導電動機の２次角周波
数ω２を演算し、又トルクの演算値と前記２次鎖交磁束
ベクトルと更に２次巻線抵抗とを用いてすべり角周波数
ωｓを演算して、誘導電動機の回転子角周波数ωｍを ωｍ＝ω２−ωｓ … として演算することにより求めることを特徴とする。
度推定方法は、前記１次磁束ベクトルと前記１次電流ベ
クトルとから２次鎖交磁束ベクトルを演算し、この２次
鎖交磁束ベクトルの演算値から誘導電動機の２次角周波
数ω２を演算し、又トルクの演算値と前記２次鎖交磁束
ベクトルと更に２次巻線抵抗とを用いてすべり角周波数
ωｓを演算して、誘導電動機の回転子角周波数ωｍを ωｍ＝ω２−ωｓ … として演算することにより求めることを特徴とする。
尚、２次角周波数ω２は２次鎖交磁束２ベクトルの角
速度であり、すべり角周波数ωｓは負荷トルクに比例す
る。又、誘導電動機の毎分回転速度Nmは、 Nm＝（120/p）×（ωｍ／π） … で求められる。
速度であり、すべり角周波数ωｓは負荷トルクに比例す
る。又、誘導電動機の毎分回転速度Nmは、 Nm＝（120/p）×（ωｍ／π） … で求められる。
ここに、ｐは誘導電動機の極数であり、回転子角周波数
ωｍ,2次角周波数ω２及びすべり角周波数ωｓはいずれ
もrad/secで与えられる。
ωｍ,2次角周波数ω２及びすべり角周波数ωｓはいずれ
もrad/secで与えられる。
（作用） 以下、１次磁束１ベクトルと１次電流▲▼ベクト
ルとから２次鎖交磁束２ベクトルを演算し、この２次
鎖交磁束２ベクトルの演算値から誘導電動機の２次角
周波数ω２を演算し、又トルクの演算値Ｔと前記２次鎖
交磁束２ベクトルと更に２次巻線抵抗R2とを用いてす
べり角周波数ωｓが演算できることを詳細に説明する。
ルとから２次鎖交磁束２ベクトルを演算し、この２次
鎖交磁束２ベクトルの演算値から誘導電動機の２次角
周波数ω２を演算し、又トルクの演算値Ｔと前記２次鎖
交磁束２ベクトルと更に２次巻線抵抗R2とを用いてす
べり角周波数ωｓが演算できることを詳細に説明する。
先に従来技術の説明において１次磁束φ１の定義式 を示したが、同様に２次鎖交磁束２についても の定義式が成立する。
これらの２式、式及び式から２次電流▲▼を消
去すると、 式によると、２次鎖交磁束２は空間ベクトル理論を
応用した誘導電動機の瞬時トルク，瞬時磁束制御では常
に算出している１次磁束ベクトル１＝φ1d＋ｊφ1q、
及び１次電流 の２つの値により求めることができる。
去すると、 式によると、２次鎖交磁束２は空間ベクトル理論を
応用した誘導電動機の瞬時トルク，瞬時磁束制御では常
に算出している１次磁束ベクトル１＝φ1d＋ｊφ1q、
及び１次電流 の２つの値により求めることができる。
２次鎖交磁束２＝φ2d＋ｊφ2qの回転角速度である２
次角周波数ω２は、２次鎖交磁束２ベクトルのｄ軸と
なる角θ２が であるから、これを時間で微分することにより、式に
よって求めることができる。
次角周波数ω２は、２次鎖交磁束２ベクトルのｄ軸と
なる角θ２が であるから、これを時間で微分することにより、式に
よって求めることができる。
一方、すべり角周波数ωｓはトルク演算値Ｔと２次鎖交
磁束２及び２次巻線抵抗R2から、 で与えられるので、回転子角周波数ωｍは によって演算することができる。
磁束２及び２次巻線抵抗R2から、 で与えられるので、回転子角周波数ωｍは によって演算することができる。
すなわち、この算出された回転子角周波数ωｍを式に
代入することによって、誘導電動機の毎分回転速度Nmを
速度センサを用いることなく推定できる。
代入することによって、誘導電動機の毎分回転速度Nmを
速度センサを用いることなく推定できる。
尚、本明細書では本発明の内容の理解を容易とするため
に、本発明の誘導電動機の速度センサレス速度推定方法
を速度制御のために適用した場合について詳述するが、
例えば巻取機のセンタードライブ方式のような間接張力
制御などで、速度情報が必要な制御方式に対してもこの
速度推定方法が適用できる。
に、本発明の誘導電動機の速度センサレス速度推定方法
を速度制御のために適用した場合について詳述するが、
例えば巻取機のセンタードライブ方式のような間接張力
制御などで、速度情報が必要な制御方式に対してもこの
速度推定方法が適用できる。
（実施例） 以下、誘導電動機の速度制御系に本発明の速度推定方法
を適用した一実施例について説明する。第１図は本発明
の特徴を表した誘導電動機の速度制御ブロック図であ
り、第２図と同一の符号は同一機能を有する部分を示
し、第２図と異なる所は速度センサ８を除去してブロッ
ク714〜716を追加したのみである。
を適用した一実施例について説明する。第１図は本発明
の特徴を表した誘導電動機の速度制御ブロック図であ
り、第２図と同一の符号は同一機能を有する部分を示
し、第２図と異なる所は速度センサ８を除去してブロッ
ク714〜716を追加したのみである。
ブロック705で演算された１次磁束１ベクトルのd,q両
軸成分φ1dおよびφ1qが、ブロック706,707及び710の各
ブロックへ送られると共に、ブロック714へも送られ
る。
軸成分φ1dおよびφ1qが、ブロック706,707及び710の各
ブロックへ送られると共に、ブロック714へも送られ
る。
ブロック714は１次磁束１の他に１次電流▲▼も
取り込み、式に従って２次鎖交磁束２の演算を行う
ブロックであり、算出された２次鎖交磁束２はブロッ
ク715へ送られる。
取り込み、式に従って２次鎖交磁束２の演算を行う
ブロックであり、算出された２次鎖交磁束２はブロッ
ク715へ送られる。
ブロック715には、２次鎖交磁束２から式に従って
２次角周波数ω２を算出する部分と、２次鎖交磁束
２,2次巻線抵抗R2及びブロック707から送られる瞬時
トルクＴとから式に従ってすべり角周波数ωｓを演算
する部分、及びそれら演算された２次角周波数ω２とす
べり角周波数ωｓとの差を演算し回転子角周波数ωｍを
算出する部分とがある。この回転子角周波数ωｍの演算
は直接式によってもよい。
２次角周波数ω２を算出する部分と、２次鎖交磁束
２,2次巻線抵抗R2及びブロック707から送られる瞬時
トルクＴとから式に従ってすべり角周波数ωｓを演算
する部分、及びそれら演算された２次角周波数ω２とす
べり角周波数ωｓとの差を演算し回転子角周波数ωｍを
算出する部分とがある。この回転子角周波数ωｍの演算
は直接式によってもよい。
ここで、式は式の2d，2qは１サンプリング前の
φ2d，φ2qの情報との差とサンプリングタイムｈとか
ら、例えば、φ2dについては現在の値をφ2d（ｎ）と
し、１サンプリング前の値をφ2d（ｎ−１）とすれば、 として得られ、同様にして が得られる。
φ2d，φ2qの情報との差とサンプリングタイムｈとか
ら、例えば、φ2dについては現在の値をφ2d（ｎ）と
し、１サンプリング前の値をφ2d（ｎ−１）とすれば、 として得られ、同様にして が得られる。
かくしてブロック715で得られた回転子角周波数ωｍが
ブロック716へ送られ、ブロック716では式に従って誘
導電動機の毎分回転速度Nmを算出し、第２図の従来例で
は速度センサ８から送られた速度情報に代えてブロック
717へ送る。
ブロック716へ送られ、ブロック716では式に従って誘
導電動機の毎分回転速度Nmを算出し、第２図の従来例で
は速度センサ８から送られた速度情報に代えてブロック
717へ送る。
ブロック717では第２図の場合と同様に速度指令N*から
誘導電動機の速度Nmを減算し、これをトルク指令T*とし
て制御回路７に与えることにより誘導電動機の速度制御
系を構成する。
誘導電動機の速度Nmを減算し、これをトルク指令T*とし
て制御回路７に与えることにより誘導電動機の速度制御
系を構成する。
以上、一実施例として本発明の誘導電動機の速度推定方
法を誘導電動機の速度制御に適用した場合について説明
したが、速度制御系以外でも誘導電動機の速度情報が必
要となる誘導電動機の制御系に対して適用することがで
きる。
法を誘導電動機の速度制御に適用した場合について説明
したが、速度制御系以外でも誘導電動機の速度情報が必
要となる誘導電動機の制御系に対して適用することがで
きる。
（発明の効果） 従来は３相誘導電動機の各種の制御を行う場合に、誘導
電動機の実速度を検出するため、PGやTG等の高価な速度
センサを必要とし、且つその速度センサを誘導電動機へ
取り付けるための工数およびスペースを必要としていた
が、本発明の誘導電動機の速度推定方法によれば、速度
センサ無しで従来から空間ベクトル法で演算されていた
情報を利用した簡単な演算のみで、誘導電動機の速度が
検出できる。
電動機の実速度を検出するため、PGやTG等の高価な速度
センサを必要とし、且つその速度センサを誘導電動機へ
取り付けるための工数およびスペースを必要としていた
が、本発明の誘導電動機の速度推定方法によれば、速度
センサ無しで従来から空間ベクトル法で演算されていた
情報を利用した簡単な演算のみで、誘導電動機の速度が
検出できる。
すなわち、本発明により高価な速度センサが不要の速度
制御方法等の誘導電動機の制御方法を提供することがで
きる。
制御方法等の誘導電動機の制御方法を提供することがで
きる。
第１図は本発明にかかる誘導電動機の速度検出方法を適
用した空間ベクトルによる誘導電動機の速度制御系のブ
ロック図、 第２図は従来の空間ベクトルによる誘導電動機の速度制
御系のブロック図、 第３図は１次端子電圧ベクトルを示すベクトル図、 第４図は磁束状態を示すベクトル図、 第５図は磁束に関するヒステリシスコンパレータの状態
制御図、 第６図はトルクに関する３値ヒステリシスコンパレータ
の状態制御図である。 １……直流電圧源、1a……正母線 1b……負母線、２……電圧検出器 ３……PWMインバータ、４……電源スイッチ 5u,5v,5w……電流検出器 ６……３相誘導電動機、７……制御回路 ８……速度センサ
用した空間ベクトルによる誘導電動機の速度制御系のブ
ロック図、 第２図は従来の空間ベクトルによる誘導電動機の速度制
御系のブロック図、 第３図は１次端子電圧ベクトルを示すベクトル図、 第４図は磁束状態を示すベクトル図、 第５図は磁束に関するヒステリシスコンパレータの状態
制御図、 第６図はトルクに関する３値ヒステリシスコンパレータ
の状態制御図である。 １……直流電圧源、1a……正母線 1b……負母線、２……電圧検出器 ３……PWMインバータ、４……電源スイッチ 5u,5v,5w……電流検出器 ６……３相誘導電動機、７……制御回路 ８……速度センサ
Claims (1)
- 【請求項１】３相誘導電動機の電圧および電流をそれぞ
れ空間ベクトル値に換算して１次磁束ベクトルの瞬時値
を演算する手段と、前記１次磁束ベクトルと電流ベクト
ルとからトルクの瞬時値を演算する手段と、磁束指令値
と前記１次磁束ベクトルの大きさとを比較する磁束比較
手段と、トルク指令値と前記トルクの瞬時値とを比較す
るトルク比較手段と、前記１次磁束ベクトルの方向を判
別する磁束ベクトル方向判別手段とを具え、これら磁束
比較手段，トルク比較手段および磁束ベクトル方向判別
手段の出力から判断して、可変電圧，可変周波数インバ
ータの最適出力電圧を決定し誘導電動機の瞬時トルク，
瞬時１次磁束を制御する方法において、 前記１次磁束ベクトルと前記１次電流ベクトルとから２
次鎖交磁束ベクトルを演算し、この２次鎖交磁束ベクト
ルの演算値から誘導電動機の２次角周波数ω２を演算
し、又前記トルクの演算値と前記２次鎖交磁束ベクトル
と更に２次巻線抵抗とを用いてすべり角周波数ω２を演
算して、誘導電動機の回転子角周波数ωｍを ωｍ＝ωｚ−ωｓ として演算することにより求めることを特徴とする誘導
電動機の速度センサレス速度推定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1074094A JPH0783634B2 (ja) | 1989-03-28 | 1989-03-28 | 誘導電動機の速度センサレス速度推定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1074094A JPH0783634B2 (ja) | 1989-03-28 | 1989-03-28 | 誘導電動機の速度センサレス速度推定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02254988A JPH02254988A (ja) | 1990-10-15 |
| JPH0783634B2 true JPH0783634B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=13537256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1074094A Expired - Lifetime JPH0783634B2 (ja) | 1989-03-28 | 1989-03-28 | 誘導電動機の速度センサレス速度推定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0783634B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2385011B1 (en) * | 2010-05-07 | 2012-09-19 | ABB Oy | A mooring winch and a method for controlling a cable of a mooring winch |
-
1989
- 1989-03-28 JP JP1074094A patent/JPH0783634B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02254988A (ja) | 1990-10-15 |
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